МИНОБРНАУКИ РОССИИ САНКТ-ПЕТЕРБУРГСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ЭЛЕКТРОТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ «ЛЭТИ» ИМ. В. И. УЛЬЯНОВА (ЛЕНИНА) Кафедра РЭС ОТЧЕТ по курсовой работе по дисциплине «Приём и обработка радиосигналов» ТЕМА: Проектирование элемента приёмного устройства Студенты гр. 0114 Бакушин А.А. Преподаватель Боровиков С.Г. Санкт-Петербург 2024 ЗАДАНИЕ НА КУРСОВУЮ РАБОТУ по дисциплине прием и обработка радиосигналов Группа 0114. Студент Бакушин Александр Алексеевич Тема работы: Проектирование элемента усилительно-преобразовательного тракта радиоприемного устройства Исходные данные: Функциональная принадлежность РПрУ – Радионавигация. Вид сигнала – фазоманипулированный. Диапазон рабочих частот – UHF. Перестройка по частоте – дискретная. Коэффициент передачи последетекторного участка главного тракта приёма, реализующего специальные алгоритмы обработки равен единице. Вид оконечного устройства – монитор. Документы, определяющий дополнительные параметры: ГОСТ Р 51771-2001 Аппаратура радиоэлектронная бытовая. Входные и выходные соединения. ГОСТ 28406-89. Персональные электронные вычислительные машины. Интерфейсы видеомониторов. Общие требования. ГОСТ Р МЭК 62087-2—2017 Аудио-, видеоаппаратура и связанное с ней оборудование. определение потребления энергии. Часть 2 Сигналы и носители информации (IEC 62087-2:2015, IDT) Интерфейсный контрольный документ ГЛОНАСС Содержание пояснительной записки*: 1. Эскизное проектирование усилительно-преобразовательного тракта радиоприёмного устройства**. 2. Разработка принципиальной схемы усилителя сигнальной частоты 2.1 Анализ существующих методов (схемотехнических решений) 2.2 Синтез принципиальной схемы *Обязательные пункты - «Содержание», «Введение», «Заключение», «Список использованных источников» **В соответствии с ГОСТ 2.119-73 Единая система конструкторской документации. Эскизный проект Обязательный объем пояснительной записки: не менее 20 страниц Дата выдачи задания:11.02.2024 г. Дата сдачи пояснительной записки: 12.05.2024 г. Дата защиты курсовой работы: 19.05.2024 г. Студент Бакушин А.А. Преподаватель Боровиков С.Г. 2 АННОТАЦИЯ В данной курсовой работе была составлена структурная схема радиоприёмного устройства для радионавигационной системы ГЛОНАСС. Рассчитаны необходимые параметры элементов радиоприёмного устройства. Синтезирована и рассчитана схема усилителя радиочастот. SUMMARY In this course work, a block diagram of a radio receiver for the GLONASS radio navigation system was compiled. The necessary parameters of the elements of the radio receiver are calculated. A radio frequency amplifier circuit has been synthesized and calculated. 3 Оглавление Введение .............................................................................................................................................................. 5 1 Синтез структурной сети ................................................................................................................................ 6 1.1 Количество поддиапазонов рабочих частот .......................................................................................... 6 1.2 Избирательность входного устройства .................................................................................................. 6 1.3 Обеспечение требуемого коэффициента усиления ............................................................................. 10 1.3.1 Обеспечение требуемой реальной чувствительности .................................................................. 10 1.3.2 Обеспечение требуемого коэффициента усиления для оконечного устройства ....................... 12 1.3.3 Исключение помех по ПКП ............................................................................................................ 14 1.3.4 Система управления и автоматического контроля ..................................................................... 16 1.3.5 Обеспечение динамического диапазона ........................................................................................ 17 1.3.6 Полученная структурная схема...................................................................................................... 18 2 Расчёт проектируемого элемента РПру ...................................................................................................... 19 2.1.1 Расчёт элементов УРЧ ..................................................................................................................... 19 Вывод................................................................................................................................................................. 28 Список литературы.......................................................................................................................................... 29 Приложение 1 ....................................................................................................................................................... 1 4 ВВЕДЕНИЕ Целью данной курсовой работы является разработка элемента приёмного устройства. Для достижения этой цели целесообразно разбить задачу на подзадачи, такие как: определение коэффициентов усиления усилителей входящих в состав радиоприёмного устройства, добиться требуемой частотной селективности на всём участке главного тракта приёма, добиться заданного динамического диапазона. Также необходимо определить параметры разрабатываемого элемента приёмного устройства. Необходимо разработать требуемый элемент приёмника, а именно разработать электрическую схему, определить параметры элементов входящих в его состав и обеспечить требуемое качество работы элемента. 5 1 СИНТЕЗ СТРУКТУРНОЙ СЕТИ 1.1 Количество поддиапазонов рабочих частот В данной курсовой работы необходимо разработать элемент РПрУ для системы ГЛОНАСС. В системе ГЛОНАСС спутники передают сигнал на 2-ух поддиапазонах L1 и L2. В каждом поддиапазоне сигналы передаются на 14 несущих. Диапазон L1 используется для гражданского применения, а L2 для военного применения. В данной курсовой работе будет представлен РПрУ для диапазона L1. Для каждого поддиапазона будет свой канал обработки, всего их будет 14. Их объединение будет осуществлено перед оконечным устройством в микроконтроллере. В данной курсовой работе супергетеродинного типа, как того будет реализован приёмник требует задание. Количество преобразований частоты выбрано единица, подавление помех ПКП будет обеспеченно позже. 1.2 Избирательность входного устройства Полоса пропускания линейного тракта, форма основных характеристик (АЧХ, ФЧХ) в пределах полосы частот принимаемого сигнала должны удовлетворять требованиям допустимых искажений. Необходимая полоса пропускания определяется реальной шириной спектра принимаемого сигнала ∆𝐹с (определяется видом модуляции и спектром первичного сигнала), доплеровским смещением частоты сигнала ∆𝑓д и запасом ∆𝑓зап , зависящим от нестабильностей частот принимаемого сигнала и гетеродинов приемника, погрешностей в настройке отдельных контуров и всего приемника. Таким образом, необходимая полоса пропускания определяется выражением (1): Π = ∆𝐹с + 2∆𝑓д + ∆𝑓зап , где: ∆𝐹с – реальная ширина спектра принимаемого сигнала. ∆𝑓д – доплеровское смещение частоты сигнала. 6 (1) ∆𝑓зап – запас, зависящий от нестабильностей частот принимаемого сигнала и гетеродинов приёмника, погрешностей в настройке отдельных контуров и всего приёмника. Реальную ширину спектра принимаемого сигнала найдём по условию: ∆𝐹с = 1,5𝜈, где 𝜈 – скорость манипуляции в Бодах, один Бод равен 0,8 бит/c. В системе ГЛОНАСС для диапазона L1 используются 3 кодовых последовательности, наибольшей скоростью обладает код со скоростью 523 264 Бод. ∆𝐹с = 1,5 ∗ 523264 = 784896 Гц = 0,785 МГц. Доплеровское смещение для данного диапазона не превышает 5 кГц. ∆𝑓д = 5 кГц. Для супергетеродинных приёмников с однократным преобразованием частоты определяется по формуле (2): 2 ∆𝑓зап = 2√(𝛿𝑐 𝑓𝑐 )2 + (𝛿Г 𝑓Г )2 + (𝛿н 𝑓Г)2 + (𝛿пр 𝑓пр) , (2) где: 𝛿𝑐 – относительная нестабильность несущей частоты сигнала 𝑓𝑐 . 𝛿Г – относительная нестабильность частоты гетеродина приёмника 𝑓Г . 𝛿н – относительная погрешность настройки приёмника. 𝛿пр – относительная погрешность и нестабильность частоты настройки контуров тракта преобразования частоты с 𝑓пр . Исходя из интерфейсного документа ГЛОНАСС, 𝛿𝑐 = 2 ∗ 10−11 В данном приёмнике предлагается использовать отражательном клистроне, тогда: гетеродин на 𝛿Г = 10−6 Погрешность настройки приёмника обычно принимается равной: 𝛿н = 10−4 Величина 𝛿пр главным образом зависит от температурного коэффициента индуктивности катушек контуров тракта преобразования частоты, обычно равной: 𝛿пр = 0,0003 7 В приёмниках ГЛОНАСС используют несколько каналов приёма. В моём случае их количество будет совпадать с количеством несущих. Проведу расчёт полосы пропускания для несущей с самой большой частотой, а результаты вычислений для остальных сведу в таблицу 1.1. Максимальная частота принимаемого сигнала 𝑓с = 1605,375 МГц. Выберу промежуточную частоту из стандартных значений 𝑓пр = 30 МГц, перенос частоты осуществляется для корректной работы фазового детектора. Тогда максимальной частотой гетеродина будет: 𝑓Г = 𝑓с + 𝑓пр = 1605,375 + 30 = 1635,375 МГц. Теперь по формуле (2) рассчитаю запас (2 ∗ 10−11 ∗ 1605,375 ∗ 106 )2 + (10−5 ∗ 1635,375 ∗ 106 )2 + ∆𝑓зап = 2√ = +(0,01 ∗ 1635,375 ∗ 106 )2 + (0,003 ∗ 150 ∗ 106 )2 = 0,327586 МГц И рассчитаю полосу пропускания по формуле (1) Π = 0,785 + 2 ∗ 5 ∗ 10−3 + 0,33 = 1,124 МГц При решении вопроса о выборе структурной схемы приёмника можно воспользоваться коэффициентом расширения полосы пропускания, его можно рассчитать по формуле: Π 1,124 ∗ 106 𝐾расш = = = 1,43 ∆𝐹с 784896 Если 𝐾расш < 1,5, то путем повышения стабильности частот сигнала и гетеродина можно обеспечить сужение полосы пропускания и соответственно повысить чувствительность и избирательность приёмника. 𝐾расш самый большой для несущей с самой большой частотой, этот коэффициент рассчитывать для других не имеет смысла. Полосы пропускания для других фильтров аналогично расчётам выше и сведу в таблицу 1.1. 8 Таблица 1.1 – Несущие ГЛОНАСС и соответствующие полосы пропускания и частоты гетеродина. № несущей Частота несущей Полоса пропускания Частота гетеродина, МГц МГЦ МГц -7 1598,0625 1,15592 1628,063 -6 1598,625 1,15603 1628,625 -5 1599,9875 1,1563 1629,988 -4 1599,75 1,15625 1629,75 -3 1600,3125 1,15636 1630,313 -2 1600,875 1,15647 1630,875 -1 1601,4375 1,15658 1631,438 0 1602 1,15669 1632 1 1602,5625 1,1568 1632,563 2 1603,125 1,1569 1633,125 3 1603,6875 1,156701 1633,688 4 1604,25 1,15712 1634,25 5 1604,8125 1,15723 1634,813 6 1605,375 1,15734 1635,375 9 1.3 Обеспечение требуемого коэффициента усиления 1.3.1 Обеспечение требуемой реальной чувствительности Определив необходимую полосу пропускания линейного тракта, необходимо обеспечить требуемый коэффициент усиления. Для начала необходимо обеспечить требуемую реальную чувствительность. Для достижения требуемой реальной чувствительности, коэффициент шума приёмника не должен превышать значения (4): 𝑃А Шд ≤ 𝐿Ф ( − 𝑇𝐴 + 1) 𝑘𝑇0ΠШ γвх (3) Где: 𝑃А = 7,94 ∗ 10−17 – минимально возможная выходная мощность с антенно-фидерного тракта согласно интерфейсному документу ГЛОНАСС. γвх – минимально допустимое соотношение сигнал/шум на входе приёмника. Для ГЛОНАСС = -30 дБ = 0.031 𝑘 = 1,38 ∗ 10−23 Дж К – постоянная Больцмана. 𝑇0 = 290 К – стандартная температура приёмника в Кельвинах. ΠШ = 1,1 ∗ Π – эффективная шумовая полоса приёмника в Герцах. 𝑇𝐴 – шумовая температура антенны, которая характеризует интенсивность воздействия на антенну. Для приемников, работающих на частотах более 1 ГГц, влиянием внешних помех обычно можно пренебречь и, следовательно, принять 𝑇𝐴 = 1. 𝐿Ф – коэффициент передачи мощности фидерной линии. Его можно рассчитать по формуле: 𝐿Ф = 10−0,1𝛽Ф 𝑙Ф , где: 𝛽Ф = 0,015 - погонное затухание 𝑙Ф = 0,2 м - длина фидера. 𝐿Ф = 10−0,1∗0,015∗0,2 = 0,96 10 Рассчитаю реальный коэффициент шума приёмника, Ш − 1 ШПЧ − 1 ШУПЧ − 1 ШВЦ + УРЧ + + КВЦ КВЦ КУРЧ КВЦ КУРЧ КПЧ Ш0 = , 𝐿Ф где: ШВЦ = 1,1 – коэффициент шума входной цепи. ШУРЧ = 3,2 - коэффициент шума усилителя радио (сигнальной) частоты. ШПЧ = 2 – коэффициент шума преобразователя частоты. ШУПЧ = 4 – коэффициент шума усилителя промежуточной частоты. КВЦ = 0,6 – коэффициент передачи по мощности входной цепи. КУРЧ = 40 – коэффициент усиления по мощности усилителя радио (сигнальной) частоты. КПЧ = 1 – коэффициент передачи по мощности преобразователя частоты. Коэффициенты усиления и шума выбраны из справочников. 3,2 − 1 2−1 4−1 1,1 + + + 0,6 0,6 ∗ 40 0,6 ∗ 40 ∗ 1 Ш0 = = 4,936. 0,96 Тогда согласно формуле (3) : 7,94 ∗ 10−17 Шд = 0,96 ∗ ( − 1 + 1) = 14,98 1,38 ∗ 10−23 ∗ 290 ∗ 1,1 ∗ 1,124 ∗ 106 ∗ 0.031 Получаем Ш0 < Шд, это значит, что чувствительной приёмника не хуже заданной. 11 1.3.2 Обеспечение требуемого коэффициента усиления для оконечного устройства Определю общий коэффициент усиления в главном тракте приёма. Для этого воспользуемся следующим, минимально возможная выходящая мощность с антенны 𝑃А = 7,943 ∗ 10−17Вт на сопротивление 𝑅а = 50 Ом. От сюда найдём минимально возможное напряжение на входе входного устройства: 𝑈𝑚𝑖𝑛 = √𝑃А 𝑅а = √7,943 ∗ 10−17 ∗ 50 = 63 нВ. Согласно техническому заданию, динамический диапазон равен 10 дБ, тогда: 𝑈𝑚𝑎𝑥 = √7,943 ∗ 10−16 ∗ 50 = 199 мкВ. Теперь определим параметры для оконечного устройства, согласно техническому заданию, это должен быть монитор, следовательно, необходимо оцифровать сигнал. Для этой задачи воспользуемся многоканальным АЦП ADS5274, чувствительность которого 50 мВ. Так же надо учитывать, что детектор имеет чувствительность 50 мВ, следовательно на выходе ЛТП необходимо получить напряжение не менее 50 мВ. Коэффициент усиления по напряжению ЛТП рассчитаем по формуле К𝑈Л = УПЧ 2𝑈вых √2Р𝑎 𝑅𝑎 , где: УПЧ 𝑈вых = 50 мВ – амплитуда на выходе УПЧ (на входе детектора). 𝑅а = 50 Ом – сопротивление антенного тракта на входе приёмника. К𝑈Л = 2 ∗ 50 ∗ 10−3 √2 ∗ 7,94 ∗ 10−17 ∗ 50 = 1122040. В супергетеродинном приёмнике коэффициент усиления преселектора (вместе с преобразователем частоты) по мощности рассчитывается по формуле: К𝑃ПРЕС = КВУ К𝑚 УРЧ КПЧ , где: m = 1 – число каскадов УРЧ. К𝑃ПРЕС = 0,6 ∗ 40 ∗ 1 = 24. Амплитуду напряжения промежуточной частоты на выходе преселектора (на входе УПЧ) рассчитывается по формуле: ПЧ УПЧ , 𝑈вых = √2𝑃А К𝑃ПРЕС 𝑅вх 12 где: УПЧ 𝑅вх = 500 кОм – входное сопротивление перового каскада УПЧ. ПЧ 𝑈вых = √2 ∗ 7,94 ∗ 10−17 ∗ 24 ∗ 500 ∗ 103 = 43,7 мкВ. Теперь определим коэффициент усиления преселектора по напряжению. Определим из следующих соотношений: считаем, что: ПЧ УПЧ 𝑈вых = 𝑈вх , тогда, ПЧ 𝑈вых К𝑈ПРЕС = , 𝑈𝑚𝑖𝑛 43,7 ∗ 10−3 К𝑈ПРЕС = = 694. 63 ∗ 10−9 Положим коэффициент передачи фазового детектора равным 1. Тогда коэффициент усиления по напряжению УПЧ: 1122040 К𝑈УПЧ = = 1617. 694 Теперь рассчитаем коэффициенты усиления по напряжению для каждого из элементов преселектора. Входное сопротивление УРЧ равно 8400 Ом. Тогда выходное напряжение ВУ: 𝑈выхВУ = √КВУ 𝑃А 𝑅вхУРЧ = √10 ∗ 7,94 ∗ 10−17 ∗ 8400 = 0,63 мкВ, тогда коэффициент передачи по напряжению равен: 𝑈𝑚𝑖𝑛 63 нВ 𝐾𝑈ВУ = = = 10. 𝑈выхВУ 0,63 мкВ Положу коэффициент передачи по напряжению для УРЧ равным 30. Тогда выходное напряжение УРЧ будет равно: 𝑈выхУРЧ = 𝐾𝑈УРЧ 𝑈выхВУ = 30 ∗ 0,63 ∗ 10−5 = 18,9 мкВ. Оставшееся усиление по напряжению остаётся на ПЧ, а именно: К𝑈ПРЕС 694 𝐾𝑈ПЧ = = =2 𝐾𝑈ВУ 𝐾𝑈УРЧ 10 ∗ 30 13 1.3.3 Исключение помех по ПКП В приёмнике необходимо ослабить мешающие помехи. В супергетеродинном приёмнике помехами являются соседний и зеркальный каналы приёма. Наиболее опасными побочными каналами являются зеркальный канал на частоте: 𝑓ЗК = 𝑓𝐶 ± 2𝑓ПЧ , соседний канал на промежуточной частоте 𝑓ПЧ и соседний канал, удалённый от сигнала на половину промежуточной частоты 1 𝑓ПБК = 𝑓П ± 𝑓𝐶 . 2 В супергетеродинном приёмнике каналы зеркального приёма отфильтровываются в преселекторе (входная цепь и УРЧ), соседний в УПЧ. Начнём с расчёта избирательности по зеркальному каналу приёма. Для это рассчитаем количество и место фильтров СВЧ в преселекторе. Буду использовать схему, состоящую из входной цепи, УРЧ и смесителя, без фильтра после УРЧ, схема изображена на рисунке 1.1: Схема преселектора и смесителя. Расчёт начну с определения полосы запирания фильтра, её определим по формуле: ∆𝐹з = 4𝑓ПЧ, ∆𝐹з = 4 ∗ 30 = 120 МГц. Полоса пропускания фильтров преселектора ∆𝐹 берётся чуть больше полосы пропускания приёмника, рассчитанной по формуле (1). ∆𝐹 = 1,05 ∗ П ∆𝐹 = 1,05 ∗ 1,124 = 1,1802 МГц 14 Порядок фильтра определяется с помощью двух параметров, заданное ∆𝐹з ослабление вне полосы фильтра L и значением ∆𝐹 − 1. С помощью них и кривых селективности определим порядок фильтра, за основу возьмём фильтр Баттерворта. Необходимое подавление L ≥ 50 дБ, рассчитаем ∆𝐹з ∆𝐹 − 1: ∆𝐹з 120 −1= = 102 ∆𝐹 1,1802 Тогда, согласно, (Проектирование радиоприёмных устройств Г. И. Ильин, Л. А. Трофимов, М. А. Цараева), необходимый порядок фильтра Баттерворта равен 3. Селективность по зеркальному каналу рассчитаем по формуле: 2 𝑆𝑒зк = 20 lg ((√1 + ( 𝑛 4𝑓ПЧ ) ) ), 𝑓𝑐 𝑑Э где: 𝑑Э = 1 𝑄Э – эквивалентное затухание контура. Согласно ДРЧ 0,004. n – порядок фильтра. 3 2 𝑆𝑒зк = 20 lg ((√1 + ( 4 ∗ 40 ) ) ) = 76,33 дБ. 1605,375 ∗ 0,004 А селективность по соседнему каналу рассчитывается по формуле: 𝑛+1 2 𝑆𝑒зк = 20 lg ((√1 + ( П ) ) 𝑓ПЧ 𝑑Э ), 4 2 𝑆𝑒ск = 20 lg ((√1 + ( 1,15734 ) ) ) = 77,88 дБ. 40 ∗ 0,004 Расчёт выполнен для фильтра с самой высокой центральной и условие по подавлению ПКП выполнено, для остальных фильтров расчёт покажет только большее подавление. 15 1.3.4 Система управления и автоматического контроля Часть системы, отвечающая за управление, осуществляет включение и выключение вторичных источников питания (ВИП), а также замыкает и размыкает вход и выход. По сути, система отвечает за включение и выключение приёмника. Часть системы, отвечающая за автоматический контроль, реализует автоматическую контроль работоспособности приёмного устройства. Принцип работы заключается в следующем: устройство подаёт на вход последовательно сгенерированные сигналы системы ГЛОНАСС. Сигналы различаются частотой, чтобы по каждому каналу прошло по сигналу. С выхода микроконтроллера передаём получившийся оцифрованный сигнал на устройство контроля, устройство сравнивает закодированную информацию и принятую, если информация совпадает, то устройство сообщает об исправности. 16 1.3.5 Обеспечение динамического диапазона Для расчёта динамического диапазона определим мощность шума, так как он ограничен шумами приёмника снизу. Мощность шума рассчитаем по формуле: 𝑃шВХ = 𝑃А + 10 lg(П) + 10 lg(Ш0), где: 𝑃А - мощность теплового шума. Его можно рассчитать по формуле: 𝑃А = 𝑘𝑇𝐵, 𝑃А = 1,38 ∗ 10−23 ∗ 290 ∗ 1 = 4 ∗ 10−21 Вт = −210 дБВт. Рассчитаем мощность шума по формуле: 𝑃шВХ = −210 + 10 lg(1,124 ∗ 106 ) + 10 lg(4,44) = − 143 дБВт. Затем необходимо определить уровень полезного сигнала на входе Авх , при котором на выходе каскада уровень комбинационной составляющей третьего порядка 2 ∗ 𝑓1 − 𝑓2 равен уровню полезного сигнала. Авх – координата точки (соответствует входному уровню сигнала) А, которая характеризует линейные свойства каскада, вторая координата Авых - соответствует уровню выходного сигнала. В работе используется транзисторный смеситель поэтому: Авых = (0 … 5)дБВт. Уровень полезного сигнала на входе смесителя рассчитаем по формуле: АвхСМ = Авых − 𝐾СМ , АвхСМ = 5 − 4 = 1 дБВт. Уровень полезного сигнала на входе приёмника рассчитаем по формуле: АвхПР = АвхСМ − 𝐾УРЧ , АвхПР = 1 − 10 = −9 дБВт. Теперь рассчитаем динамический диапазон по формуле: 2 𝐷 = (АвхПР − 𝑃шВХ ), 3 2 𝐷 = (−9 + 143) = 90 дБ. 3 17 1.3.6 Полученная структурная схема Полученная структурная схема радиоприёмного устройства представлена в приложении 1. Входное устройство совместно с усилителем радиочастоты обеспечивает селективность по зеркальному. Полоса пропускания ВУ в диапазоне частот от 1597,48454 МГц до 1605,95367 МГц. Так же ВУ обеспечивает подавление по зеркальному каналу 76,33 дБ. Коэффициент передачи по мощности ВУ 0,6 и 10 по напряжению. Усилитель радиочастоты обеспечивает коэффициент усиления по мощности 40 и 30 по напряжению. В следующем пункте эта часть РПрУ будет рассмотрена подробнее. После УРЧ тракт разделяется на 14 канала, каждый канал предназначен для своей несущей. Преобразователи частоты обеспечивают перенос несущих на частоту 30 МГц. На каждый ПЧ поступает опорная частота с синтезатора сетки частот. Так как все частоты образуются путём деления частоты от одного генератора, то ПЧ синхронизированы. После ПЧ находится усилитель промежуточной частоты, он обладает коэффициентом усилением по напряжению 1617. Так же ПЧ обеспечивает селективность по соседнему каналу 77,88 дБ. УПЧ обеспечивает необходимый уровень напряжения для фазового детектора. После ПЧ располагается фазовый детектор, он производит демодуляцию фазоманипулированного сигнала ГЛОНАСС. Так как для фазового детектирования необходим опорный сигнал, то на каждый ФД поступает гармонический сигнал с того же ССЧ, с которого поступает сигнал на ПЧ, тем самым обеспечивается синхронизация всех ФД. Демодулированные сигналы со всех ФД собираются в одном АЦП, в данном РПрУ необходим АЦП с частотой дискретизацией больше 60 МГц и с 14 аналоговыми входами, для этого подойдёт АЦП ADS5274 с 14 аналоговыми входами и частотой дискретизации до 1 ГГц. Для обработки отцифрованного сигнала необходимо установить микроконтроллер, выберу его из соображения, что вывод с него на монитор буду производить с помощью HDMI интерфейса. Для этого использую микроконтроллер NXP i.MX RT. Так же для связи с HDMI интерфейсом необходимо установить дополнительный интерфейс MIPI DSI. 18 Оконечным устройством является монитор, у него должен быть вход для интерфейса HDMI, выберу Samsung Odyssey Neo G9 2 РАСЧЁТ ПРОЕКТИРУЕМОГО ЭЛЕМЕНТА РПРУ 2.1.1 Расчёт элементов УРЧ Выберу каскодную схему УРЧ с трансформаторной связью с нагрузкой, схема приведена на рисунке 2.1. Каскодная схема УРЧ. Определю собственную частоту коллекторной цепи в режиме укорочения по формуле: 𝑓ОКукр = 𝑘укр 𝑓𝑚𝑎𝑥ПД , где: 𝑘укр = 1,5 − 4 – коэффициент укорочения. 𝑓ОКукр = 2 ∗ 1,60595 ∗ 109 = 3,21191 ∗ 109 Гц. Дальнейший расчёт буду вести для режима укорочения, т.к. в этом режиме коэффициент усиления по мощности больше. Выберу транзисторы: Полевой CF739: 𝐶11П = 5 пФ - входная ёмкость. 𝐶12П = 3 пФ - проходная ёмкость. 𝐶22П = 5 пФ - выходная ёмкость. 𝐼𝑐 = 80 мА. Биполярный 2N998: 19 𝐶22Б = 30 пФ – выходная ёмкость. Определю индуктивность катушки связи по формуле: 1 𝐿СВ = 2 2 , 4𝜋 𝑓0К Сс где: 𝑓0К - частота коллекторной цепи, кГц. Сс – суммарная ёмкость, подключённая к катушке связи, пФ. 𝐿СВ – индуктивность связи, мкГн. Сс = С22𝑉𝑇2 + С𝐿 + С𝑀 , где: С22𝑉𝑇2 – выходная ёмкость биполярного транзистора. С𝐿 = 15 пФ – паразитная ёмкость витков катушки связи. С𝑀 = 10 пФ – ёмкость монтажа. Сс = 30 + 15 + 10 = 55 пФ, тогда: 1 = 0,044 нГн. 4 ∗ 𝜋 2 ∗ (3,21191 ∗ 109 )2 ∗ 55 ∗ 10−12 Определю параметры резонансного контура. Эквивалентную ёмкость контура рассчитаю по формулам: 𝐿СВ = Ск𝑚𝑖𝑛 = 𝐶𝐶 , 2 Ск𝑚𝑎𝑥 = 𝐶𝐶 𝑘пд , где: 𝑘пд – коэффициент перекрытия диапазона с учётом величины запаса. Рассчитаем 𝑘пд по формуле: 𝑘пд = 𝑓𝑚𝑎𝑥 (1 + 𝛽 )𝑓0𝑚𝑎𝑥 = , 𝑓𝑚𝑖𝑛 (1 − 𝛼 )𝑓0𝑚𝑖𝑛 где: 𝛽 = 0,05 – относительный коэффициент запаса на верхней границе диапазона. 𝛼 = 0,03 – относительный коэффициент запаса на верхней границе диапазона. 𝑓0𝑚𝑎𝑥 , 𝑓0𝑚𝑖𝑛 – граничные частоты диапазона принимаемого сигнала. 20 𝑘пд = (1 + 0,05) ∗ 1605,375 = 1,087, (1 − 0,03) ∗ 1598,0625 тогда: Ск𝑚𝑎𝑥 = 55 ∗ 1,0872 = 65 пФ. Выберу Ск = 65 пФ. Рассчитаю эквивалентную индуктивность контура по формуле: 1 𝐿к = 2 2 , 4𝜋 𝑓0𝑚𝑎𝑥П Ск 1 𝐿к = = 0,151 нГн. 4 ∗ 𝜋 2 ∗ (1605,95367 ∗ 106 )2 ∗ 65 ∗ 10−12 Определю параметр связи 𝑃0 характеризующий связь между катушками 𝐿СВ и 𝐿к . Он определяется, исходя из условий: - обеспечение устойчивости работы каскада. - увеличение затухания контура не более чем на 25%, т.е. допустимо ухудшение избирательности и уменьшение усиления. Согласно первому условию, он рассчитывается из соотношения (4): 𝑓0ПД 2 𝑃0 ≤ |( ) − 1|, √𝑤0𝑚𝑎𝑥 𝐶ПР 𝑆 ′ 𝑓0К 0,42𝐺0 (4) где: 𝐺0 – собственная резонансная проводимость контура. 𝑤0𝑚𝑎𝑥 – максимальная частота поддиапазона. 𝐶ПР – проходная ёмкость составного транзистора. 𝑆 ′ - общая крутизна составного транзистора. 𝑓0К – собственная частота коллекторной цепи. 𝑓0ПД – максимальная частота поддиапазона. Собственная резонансная проводимость контура рассчитывается по формуле: 𝐺0 = 1 2𝜋𝑓0𝑚𝑎𝑥 𝐿к 𝑄 , 1 = 4,372 мСм. 2𝜋 ∗ 1605,95367 ∗ 106 ∗ 0,151 ∗ 10−9 ∗ 150 Проходная ёмкость составного транзистора рассчитаем по формуле: 𝐺0 = 21 СПР = С12П ∗ 0,01𝐶22Б , С12П + 0,01𝐶22Б где: С12И – проходная ёмкость полевого транзистора. 𝐶22Б – выходная ёмкость VT2 по схеме с ОЭ. 3 ∗ 0,01 ∗ 30 СПР = = 0,27 пФ. 3 + 0,01 ∗ 30 Общая крутизна составного транзистора: ℎ21Э 𝑆′ = , ℎ11Э где: ℎ21Э , ℎ11Э – параметры транзистора. 300 А 𝑆′ = = 7,5 , 40 В тогда согласно выражению (4): 2 0,42 ∗ 4,372 ∗ 10−3 1605,95367 ∗ 106 𝑃0 ≤ |( ) − 1| = 0,02 3,21191 ∗ 109 √2𝜋 ∗ 0,27 ∗ 10−12 ∗ 7,5 Согласно второму условию: 1 𝐺0 𝑓0 2 𝑃0 ≤ √ |( ) − 1|, 2 𝐺С−И 𝑓0К где: 𝐺С−И – внутреннее сопротивление усилительного прибора. Рассчитаем по формуле: 𝐺С−И = 1 , 𝑅𝑖 где: 𝑅𝑖 = 105 Ом – внутреннее сопротивление усилительного прибора. 1 𝐺С−И = 5 = 10−5 См. 10 2 1 4,372 ∗ 10−3 1605,95367 ∗ 106 𝑃0 ≤ √ |( ) − 1| = 7,84. 2 10−5 3,21191 ∗ 109 22 Выберу 𝑃0 с наименьшим значением, то есть 𝑃0 = 0,02. Определю коэффициент взаимоиндукции: 𝑀 = 𝑃0 𝐿к , 𝑀 = 0,02 ∗ 0,151 ∗ 10−9 = 0,003 нГн. Определю коэффициент связи: 𝑀 𝑘св = , √𝐿св 𝐿к 0,003 𝑘св = = 0,037. √0,044 ∗ 0,151 Определю резонансный коэффициент усиления каскодной схемы для трёх частот поддиапазона 𝑓0𝑚𝑖𝑛ПД , 𝑓0СРПД , 𝑓0𝑚𝑎𝑥ПД, который для режима укорочения рассчитывается по формуле (5): 𝑃0 ∗ 𝑆 ′ 𝐾0 = 𝑓0 2 𝐺Э (1 − ( ) ) 𝑓0К (5), где: 𝐺Э – результирующая проводимость контура. Определяется по формуле: 1 𝐺Э = , 𝜌к 𝑄к где: 𝑄к – добротность контура. 𝜌к – характеристическое сопротивление контура. 2𝜋𝑓0𝐿к 𝑄к = . 𝜌к 𝜌0 𝜌02 2 +𝛼 ( + ) 𝑄 𝑄С 𝑅𝑖 𝑃0 𝛼= , 𝑓0 2 |1 − ( ) | 𝑓0К 𝛼= 0,02 2 1605,95367 ∗ 106 |1 − ( ) | 3,21191 ∗ 109 = 0,02667. 𝜌0 = 2𝜋𝑓0𝐿св , 𝜌0 = 2𝜋 ∗ 1605,95367 ∗ 106 ∗ 0,044 ∗ 10−9 = 0,45 Ом. 23 𝑄С = 0,3𝑄, 𝑄С = 0,3 ∗ 150 = 45. 𝜌к = 2𝜋𝑓0 𝐿к , 𝜌к = 2𝜋 ∗ 1605,95367 ∗ 106 ∗ 0,151 = 1,52 Ом. Тогда: 2𝜋 ∗ 1605,95367 ∗ 106 ∗ 0,151 ∗ 10−9 𝑄к = = 150. 1,52 0,45 0,452 2 + (0,02667) ( + ) 150 45 105 Теперь рассчитаем 𝐺Э : 1 𝐺Э = = 4,37537 ∗ 10−3. 1,52 ∗ 150 И рассчитаем резонансные коэффициенты усиления с помощью выражения (5), на нижней граничной частоте: 0,02 ∗ 7,5 𝐾0 = = 34,282. 6 2 1598,0625 ∗ 10 4,37537 ∗ 10−3 ∗ (1 − ( ) ) 3,21191 ∗ 109 На верхней: 𝐾0 = 0,02 ∗ 7,5 2 = 34,282. 2 = 34,282. 1605,91 ∗ 106 4,37537 ∗ 10−3 ∗ (1 − ( ) ) 3,21191 ∗ 109 На центральной: 𝐾0 = 0,02 ∗ 7,5 1602 ∗ 106 4,37537 ∗ 10−3 ∗ (1 − ( ) ) 3,21191 ∗ 109 Определим полосу пропускания контура: 𝑓0 1602 ∗ 106 ∆𝑓П = = = 10,68 МГц. 𝑄к 150 Тогда ослабление по зеркальному каналу: 2 𝑓0 + 2𝑓ПЧ 𝑓0 𝜎ЗК = √1 + ( − ) 𝑄к2 = 𝑓0 𝑓0 + 2𝑓ПЧ 2 1602 ∗ 106 + 2 ∗ 30 ∗ 106 1602 ∗ 106 √ = 1+( − ) 1502 = 11. 1602 ∗ 106 1602 ∗ 106 + 2 ∗ 30 ∗ 106 24 И по каналу промежуточной частоты: 𝑓ПЧ 𝑓0 2 2 𝜎ЗК = √1 + ( − ) 𝑄к = 𝑓0 𝑓ПЧ 2 30 ∗ 106 1602 ∗ 106 √ = 1+( − ) 1502 = 8000 дБ. 1602 ∗ 106 30 ∗ 106 Теперь рассчитаю элементы схемы полевого транзистора. Основной задачей расчёта является выбор рабочих точек усилительных приборов составного транзистора. Это достигается путём расчёта элементов схемы как для полевого транзистора, так и биполярного транзистора, включенного по схеме с ОБ. Расчёт элементов буду проводить при условии равенства тока стока и тока эмиттера. 𝐼с = 𝐼э = 20 мА. Резистор затвора рассчитаем по формуле: 𝑅з = 20𝑅0 , где: 𝑅0 – резонансное сопротивление контура входного устройства, рассчитывается по формуле. 𝑅0 = 𝜌𝑄0 , где: 𝑄0 = 275 – добротность контура. Тогда: 𝑅0 = 1,52 ∗ 275 = 420 Ом. 𝑅з = 20 ∗ 420 = 8400 Ом. Разделительная ёмкость 𝐶р рассчитывается по формуле: 𝐶р ≥ (20 ÷ 50)𝐶11Э , 𝐶р = 50 ∗ 𝐶11П = 50 ∗ 5 = 250 пФ. Сопротивление резистора в цепи истока, которое определяет рабочую точку транзистора рассчитывается по формуле: 𝑈ЗИ 𝑅И = , 𝐼Снач где: 𝐼Снач – ток стока начальный. 𝑈ЗИ – напряжение между затвором и истоком транзистора. Эти значения выбираются согласно литературе. 25 0,2 = 10 Ом. 0,02 Рассчитаю ёмкость 𝐶И , шунтирующая 𝑅И по формуле: 20 𝐶И = , 2𝜋𝑓𝑚𝑖𝑛 𝑅И 20 𝐶И = = 200 пФ. 2𝜋 ∗ 1598,0625 ∗ 106 ∗ 10 𝑅И = Расчёт элементов схемы биполярного транзистора. 𝑈Б0𝑉𝑇2 + 𝑈С𝑉𝑇1 𝑅2 = , 𝐼Д где: 𝑈Б0𝑉𝑇2 = 6В – напряжение смещения на базе. 𝑈С𝑉𝑇1 = 0,7В – напряжение стока. 𝐼Д – ток делителя. 6 + 0,7 = 1,34 кОм. 5 ∗ 10−3 𝐸К − (𝑈Б0𝑉𝑇2 + 𝑈С𝑉𝑇1 + ∆ЕФ ) 𝑅1 = , 𝐼Д + 𝐼Б0𝑉𝑇2 𝑅2 = где: ∆ЕФ = 0,2𝐸К – падение напряжение на резисторе фильтра. 𝐸К = 12 В. 12 − (0,7 + 6 + 2,4) 𝑅1 = = 484 Ом. 5 ∗ 10−3 + 1 ∗ 10−3 ∆ЕФ 𝑅Ф = , 𝐼Д + 𝐼Э 2,4 𝑅Ф = = 11,7 Ом. 5 ∗ 10−3 + 20 ∗ 10−3 Получаем итоговую схему, она представлена на рисунке 2.2. 26 Рисунок 2.2 Принципиальная-электрическая схема УРЧ. 27 ВЫВОД В данной курсовой работе была синтезирована структурная схема РПрУ для РНС ГЛОНАСС. Приёмник работает в диапазоне L1. Входное устройство имеет полосу пропускания в диапазоне частот от 1598,0625 МГц, до 1605,91 МГц, с подавлением зеркального канала до 77 дБ. УРЧ имеет резонансный коэффициент усиления по напряжению равный 34 в полосе пропускания. Для каждой несущей после УРЧ реализован свой канал для преобразования частоты и со своим фазовым детектором. Демодулированные сигналы собираются в АЦП ADS5274 с 14 аналоговыми входами и частотой дискретизации до 1 ГГц. Для вычисления необходимых параметров, по полученным сигналам установлен микроконтроллер NXP i.MX RT. Оконечное устройство представлено в виде монитора Samsung Odyssey Neo G9, он имеет интерфейс HDMI, чтобы подключить микроконтроллер используют дополнительный интерфейс MIPI DSI. 28 СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Ильин Г.И., Трофимов Л.А., Царева М.А. Проектирование радиоприемных устройств СВЧ: Учебное пособие для курсового и дипломного проектирования. Казань: Изд. Казан. гос. техн. ун., 2010. 240с. 2. Расчет радиоприемного устройства. Курсовое проектирование: для студентов направления 11.03.02 «Инфокоммуникационные технологии и системы связи» очной и заочной форм обучения: практикум [Электронный ресурс] / сост. А.В. Надымов, П.Л. Титов; Инженерная школа ДВФУ. – Электрон. дан. – Владивосток: Дальневост. федерал. унт, 2019. – [105 с.]. 3. Расчет и схемотехническое моделирование функциональных узлов радиоприемного устройства: учеб. пособие по курсовому проектированию / Е. К. Левин; Владим. гос. ун-т им. А. Г. и Н. Г. Столетовых. – Владимир: Изд-во ВлГУ, 2016. – 84 с. 4. Радиоприёмные устройства: Учебник для вузов/ И. И. Фомин, Н. Н. Буга, О. В. Головин и др.; Под редакцией И. И. Фомина. – 3-е издание, стереотип. - М.: Горячая линия – Телеком, 2007. – 520с.: ил. 29 ПРИЛОЖЕНИЕ 1 Рисунок 1. структурная схема радиоприёмного устройств
