М И Н И СТЕРСТВО ВЫ СШ ЕГО И С Р Е Д Н Е Г О С П Е Ц И А Л Ь Н О !О
О БРАЗОВАНИ Я
РСФ СР
КУЙБЫ Ш ЕВСКИМ О РД ЕН А ТРУД О ВО ГО
КРАСН ОГО ЗНАМ ЕНИ
А В И А Ц И О Н Н Ы Й И Н СТ И Т У Т им. С. П. К О Р О Л Е В А
Р. А. В Е Ч К А Н О В А . Н. С. К А Л А Ш Н И К , А. С. Ч Е К И Н А
РАСЧЕТ И КОНСТРУИРОВАНИЕ
ЭЛЕМЕНТОВ ФИДЕРНОГО ТРАКТА
СВЕРХВЫСОКИХ ЧАСТОТ
Учебное пособие по курсу
„Конструирование и техника сверхвысоких частот“
Утверждено редакционным советом института
14 ноября 1968 года
КУЙБЫ Ш ЕВ, 1970
Предлагаемое посо ^ н е предназначается в помощь студен­
там радиотехнического факультета Куйбышевского авиацион­
ного института, вьшолцЯГОщИМ дипломные проекты, а также
курсовые проекты по курС а м «Конструкции и техника сверх­
высоких частот» и «Антенны и устройства сверхвысоких
частот»'.
г
I
В пособии собран и систематизирован материал по наи­
более часто используек1Ь1М н а практике типам направленных
ответвителей, фильтро8> переходов, аттенюаторов, согласован­
ных нагрузок и Де т е Кторных головок. Приведены примеры
конструкции некоторые устройств, выполняемых на коаксиаль­
ных, полосковых и водН о вО дных линиях.
Авторы не ставил^ задачу дать теоретический анализ рас­
сматриваемых устройств тракта СВЧ, а старались лишь при­
вести необходимые све д е и и я д л я выбора, расчета и конструи­
рования их по заданным техническим условиям. С целью
облегчения и ускорен^ расчетов полосковых устройств в пер­
вой главе сжато приведены некоторые материалы из теории
полосковых линий.
Глины 1’ 2’
Написаны старшим
преподавателем
I . А. Вечкановой, главы 3, 6 — инженером II. С. Калашник,
глава 4 — инженером а. С. Чекиной.
Под общей редакцией Г. В. А б р а м о в а
ВВЕДЕНИЕ
Прежде чем приступить к проектированию тех или иных эле­
ментов тракта СВЧ, необходимо выбрать тип линии передачи, на
которой предполагается выполнение элементов. Выбор типа ли­
нии передачи определяется, в основном, частотным диапазоном, но
существенную роль играют и требования к электрическим пара­
метрам рассматриваемого элемента (затухание, пропускная мощ­
ность и т. д .). В метровом и дециметровом диапазонах целесооб­
разно применять коаксиальные или полосковые линии. С повы­
шением частоты потери в этих линиях увеличиваются, поэтому
в сантиметровом диапазоне (длина волны менее 10 см), в основ­
ном, используются волноводные линии передач, не имеющие цент­
рального проводника и диэлектрика.
Каждая глава пособия (за исключением главы I) посвящена
одному типу устройств СВЧ, по каждому типу приводятся наибо­
лее часто используемые разновидности в коаксиальном, полоско­
вом и волноводном исполнении, даются рекомендации по выбору
типа устройства, методика расчета и примеры конструкции. В конце
каждой главы приводится список литературных источников, непо­
средственно относящихся к излагаемому материалу.
ГЛ А В А I
ПОЛОСКОВЫЕ ЛИНИИ
Полосковые и печатные схемы находят широкое распростране­
ние в технике сверхвысоких частот. Преимуществами их по срав­
нению с прочими типами линий передач являются малый вес, де­
шевизна, легкость изготовления, малые габариты.
Полосковая линия чаще всего представляет собой тонкую по­
лоску фольги, помещенную между двумя диэлектрическими плас­
тинами с малыми потерями, которые, в свою очередь, помещаются
Рис. 1.1. Симметричные полосковые линии:
а — с диэлектрическим заполнением; б — с воздушным заполне­
нием:
1 — проводящие пластины; 2 — внутренний проводник;
3 — диэлектрические пластины
между проводящими пластинами (рис. 1.1). Полоска может быть
выполнена из более толстого листового материала и помещаться
между проводящими пластинами на опорных изоляторах. Почти
все поле концентрируется в области полоски.
Для обеспечения существования в’ полосковой линии только
основной волны типа ТЕМ необходимо выполнение следующих ус­
ловий:
1, Р.чссгояшн
*
между заземленными пластинами должно быть
меньше ' (?.
длина волны в диэлектрике):
*<4-
со
•Ъ
------88
Чем больше Ь —■ расстояние между пластинами, тем дальше
распространяется поле в направлении, поперечном центральному
проводнику, и тем больше должен быть размер П заземленных
□ддДЙЙЕ
НЛЛС'11111. Если £><.''■¡4 , то по­
перечное затухание поля будет
онре/ц.пяться выражением
, _ 27
дб
(1-2)
~ Ь ' ел.. дл.
О ктода, задавшись величиной
затухания поля в поперечном
-ш .
направлении, можно опреде­
1.2. Упрощенная схема плоского
лить
размеры
заземленных Рис.
конденсатора из трех параллельных пла­
пластин или расстояние м еж ­ стин: С — емкость плоского конденса­
р
ду различными полосковыми
тора; С( — емкость краевого поля
схемами, заключенными м еж ­
ду общими заземленными пластинами. Вполне достаточной ши­
риной заземленных пластин является:
£) = 70 + 2/?.
(1.3)
2. Электрическая ширина* полоскового проводника должна
быть меньше
•
3. Полосковый проводник должен быть расположен в центре
между заземленными пластинами и параллельно им.
При определении волнового сопротивления полосковой линии
необходимо знать величину погонной ёмкости линии.
волновым сопротивлением
меньшим 25 ом
можно
пользоваться
формулой
для плоского конденсато­
ра, для линий с волновым
сопротивлением в преде­
лах
25 с ш < р < 1 0 0 ом
необходимо учитывать ем­
кость краевого поля —
С/ (рис. 1.2).
Н а рис. 1.3 представ­
лен график зависимости
Рис. 1.3. График краевой емкости полубесконечной пластины, помещенной между ос­
нованиями
■ 4 - = 641
где г — абсолютная диэлек­
трическая
прони-
* Электрическая ширина превышает физическую ширину да из-за
явлений на ребрах полоски.
■
краевых
Г>
н,1< м<|( ii. <роды, заполняющей линию, ф j м,iíи ojiioi пая диэлектрическая проницаемость вакуума
_
1
°0 — 4тй-9-109
»'(■
_É_-
м '
относительная проницаемость среды.
рис. 1.4 приведены графики зависимости р = / ( у - ) ,
построен-
пые па основании приближенных формул для волнового сопротивления
/
0,25 и - у - > 0 ,1 .
при ó
Рис. 1.4. График зависимости волнового сопротивления симметричной
полосковой линии от w/e для различных t,le
На рис. 1.5 приведены графики зависимости
cí роенные на основании точных формул для значений
о . ] / £г
, no­
Ю-Н200 ом.
Важными параметрами полосковых линий, как и любых других
и|||()в линий, являются затухание и. предельная передаваемая
мощность.
Общее затухание мощности в линии складывается из потерь
¡в диэлектрике ад и потерь в проводнике а м .
(1
где Хо — длина волны в свободном пространстве;
t g о-—тангенс угла потерь среды, заполняющей линию;
«„ = 0,082 ?
-Д
. -2- ( ^ + Д 1
п
(
1
.5)
где р — волновое'сопротивление линии, ом',
/ — частота, г у,
'
”
1
а — удельная проводимость------ .
Рис. 1.5. График зависимости //в от ш/в для сим­
метричной полосковой линии с различными волно­
выми сопротивлениями
/ г \
а?
Зависимость а м = / 1-^-1 при различных значениях -у-показана на
рис. 1.6.
Пропускаемая полосковой ли­
нией мощность определяется д о­
пустимой мощностью рассеяния
в линии и электрической прочно­
стью изоляции. Мощность рассе­
яния па единицу длины линии
р 1 = 0,23-Р -а —
■
---- ,
ед.дл.
где Р ■ передаваемая
вт.‘,
(1.6)
у
7
мощность,
рис^
График затуханий в полоско
вых линиях
7
uv
полный коэффициент
затухания
в линии, —т—
II
J
I
1
ед. дл.
а
=
7. д
,
+ осм .
I || )( . |<7ll.li;iH мощность полосковой линии с воздушным заполнением
<■.... - И - Ш + Н
(1.7)
I л.с /:’п[> -пробивная напряженность,
/<бВ — коэффициент бегущей волны по напряжению;
Ь '— минимальное расстояние между параллельными пла­
стинами, при котором поле вызывает пробой.
Принятые при выводе этой формулы допущения приводят к
тому» ч т 0 значение Рмакс- получается заниженным.
Поскольку для большинства используемых полосковых линий вы­
полняется 'условие
.
то
вт
или,
с
(1.8)
учетом диэлектрической постоянной изоляторов,
вт .
(1-9)
Если предельная мощность полосковой
линии, например,
Р м а К с = 1,26 Мет, то для волновода, имеющего ту же критическую
частоту, что и рассматриваемая полосковая линия, Р Макс = 5,08 Мет,
а д л я коаксиальной линии с той же критической частотой
р м а к С = 1,33 Мет. Следовательно, через полосковую линию можно
пропустить приблизительно такую же мощность, как и через коак­
сиальную линию с одинаковой критической частотой, и в 4 раза
меньшую, чем через волновод с той же критической частотой.
.Многие системы на полосковых линиях (направленные ответ­
вители, мосты, фильтры и др.) строятся на связи между парал­
лельными полосками. Связь может осуществляться по узкой и
широкой сторонам полосок (рис. 1.7). Волновое сопротивление т а ­
ких связанных полосковых линий будет зависеть от типа волны,
существующей в линии. Если полоски имеют одинаковый потен­
циал и равные по величине токи, текущие в одном направлении,
четны м .
т 0 в линии будет существовать тип волны, называемый
Если полоски имеют одинаковые по величине, но противополож­
ные по знаку потенциалы, то в линии будет иметь место н е ч ётп ый тип волны. Волновые сопротивления для волн четного и не­
четного типов обозначаются через р++ и р^.. соответственно.
при связи по узким сторонам (рис. 1.7а) и нулевой kmiiiiiiik
полосок (/ = 0) значения р+ + »и р+ _ могут быть найдены на осип
вании следующих выражений:
Рис. 1.7. Связанные полосковые линии: а — связь но
узким сторонам; б — связь по широким сторонам
где.К — полный эллиптический интеграл первого рода;
/?е = th ("2
г) '
th
("2“
сУ + S \
,
■ Ъ J’
(1-12).
/?е = |/ 1 — Ле ;
30г.
Р+где
¿0 =
th
У~г
К(
к (¿0)
(■- r - ~ r ) - c t h ( 3 -
(1-11>
(1.13)
- ОМ,
ш +
ó
k 0 = \ 7 1 — Ло .
S \
1’
(1.14>
(1.15)
При проектировании различных схем сначала вычисляются
р+ + , р+ _, а затем определяются размеры гл, я и Ь, для чего удобно
пользоваться следующими уравнениями:
—
- агП1 У
Ь = —
ТС
' ЛР -Л°0 ,'
s
(1.16)
2
о ——
ТС arth
(1-17)
Параметры Ле и Ло определяются из уравнений (1.10) и (1.13)
графически. На рис. 1.8 показаны графики зависимости р+ + и р+_
ЦУ
х
от —
и —в .
в
9-
инн iKuiiioiii.ix сопротивлений полосок ненулевой толщи­
О) \ioryi íH.iii, наидс'ны на основании следующих формул:
I i i .i ' h
ны (I
(1-18)
Р++
где р ( - у , у ) , р [-у-,-О) — волновые сопротивления одиночных поло­
сок конечной и нулевой толщины соответ­
ственно, определяемые по графикам рис.
1.4;
р_Р+ ^у-, 0, у ) — волновое сопротивление связанных полосок
нулевой толщины для колебаний четного
вида, определяемое по графикам рис. 1.8;
Су ( у ) , Су (0) — краевые емкости одиночных полосок ко­
нечной и нулевой толщины соответственно
определяемые по графику рис. 1.3.
Рис. 1.8. График зависимости р++ и р+_
от ю/в и х/н для связанных волосок ну­
левой толщины
К)
5
г—
Для малых значений 5, т. е. когда — ^ 5 , волновое <<>и|>1)Iио н
ние р+_ рассчитывается по формуле:
/ V)
■ £
Р-1— ( Ь ’ Ь ’
1
о ) ₽ + - \~/ wЬ ’ ° ’ Ня \ -
+
1
Г
/
VI)
1
\
. Р(~’ т )
-1
р( 4 о)-
2
377
О
I
с
1
(0)
2/
г
где г — абсолютная диэлектрическая проницаемость среды, заполшпощей линию.
При 4 - > 5
С
ь’ ь )
1
ь ’
-1
X
ом.
&У
(1.20)
Р
Приведенные формулы для .волновых сопротивлений связанных
полосок (связь по узким сторонам) имеют наибольшую точность
при
4 < 0 ,1 и - 4 > 0 , 3 5 .
На рис. 1.9 показано поперечное сечение связанной полосковой
.
«линии: с полосками конечной толщины. Здесь
Ср •— емкость на единицу длины горизонтальной верхней
или
нижней поверхности полоски относительно ближней ме­
таллической пластины;
С /е — емкость одного угла и половины вертикальной поверхности по
отношению к ближайшей металлической пластине на единицу
длины. Эта емкость определяется в области связи между по­
лосками при четном типе возбуждаемых колебаний. На рис) 1.10
С<
даны графики зависимости — е
(
5
)
ПРИ
= 0-4-0,8;
С } 0 ~ та же, что и С / е , емкость, но при нечетном типе колебаний.
На рис. 1.11 по­
I
казаны
графики
зависимости
- /
( 4.5 )
- у = <4-0,8;
Рис. 1.9. Поперечное сечение связанной полосковой
липни с полосками конечной толщины
ёмкость одного угла и половины вертикальной поверхно­
С/
сти изолированной полоски и ближайшей металлической пласти­
ны, отнесенная к единице длины; определяется по графику рис.
1.3.
При святи по широким сторонам (рис. 1.76) волновые сопро­
тивления могут быть рассчитаны по формулам:
188,3
Р++
ом,
К,'
Т
+
с
(1.21)
/'++
(1-22)-
где
— краевые емкости для четного и нечетного типов
колебаний соответственно;
и
5
+
1п
Ь
С
Н—
=
г
_£
л
(1.23)
ь
1 —
1п
(1-24)
5
<
1п
ь , ь
-------1п—
в
5
Т
+
1
5
■~ь
Соотношения (1.21) и (1.22) справедливы при условии, что
5
Краевые емкости связаны между собой соотношением
5
С
ЛН -
ь ' с 1+~
£г
= 0,4413.
(1-25)
Размеры связанных полосковых линий могут быть найдены из.
уравнения:
5
7
12
р+
•0,4413.
(1.26)
Рис. 1.11. График зависимости Cfo/e от s/ö
I I
Значении \ и Ь могут быть найдены из выражений
(1-27)
(1.28)
1 -1
11а рис. 1.12 представлены графики зависимости
различных значениях р+
+
от -у-
при
-/е г .
“0
Рис. 1.12. Графики зависимости размеров связанных полосок от вол­
нового сопротивления четной волны (связь по широким сторонам):
а — при р + + -Уег = 40-7-120 ом; б — при р+ч-• 1/ ег = 1204-200 ом
ЛИТЕРАТУРА
1. Печатные схемы сантиметрового диапазона. Со. ст. под ред. В. И. С уш ­
ке в и ч а. Изд-во «Иностранная литература», 1956.
2. Полосковые системы сверхвысоких частот. Сб. ст. под ред. В. И. С у ш к е в и ч а. Изд-во «Иностранная литература», 1959.
3. А. Л. Ф ел ьд ш т е й н , Л. Р. Я в и ч, В. П. С м и р н о в . Справочник по
элементам волноводной техники. Изд-во «Советское радио», 1967.
ГЛАВА
II
НАПРАВЛЕННЫЕ ОТВЕТВИТЕЛИ И ДЕЛИТЕЛИ
МОЩНОСТИ
Н а п р а в л е н н ы м о т в е т в и т е л е м называется восьмиполгасная система (рис. 2.1, а), служащая для направленного от­
ветвления СВЧ мощности из основного тракта (I—II). М о с т о м
называется направленный ответвитель, в котором напряжения в
выходных плечах (II и III или II и IV) равны (¿V2 = С74) . В сим­
метричных мостах сдвиг по фазе между напряжениями выходных
плеч составляет
Направленные ответвители являются одним из наиболее важ­
ных устройств техники СВЧ. Широкое распространение они нашли
в измерительной технике и в различных системах:
— для деления или разветвления мощности по двум и бо.лее
каналам;
— для суммирования мощности двух развязанных генерато­
ров;,.
— для развязки антенны и гетеродина (в супергетеродинном
приемнике);
— для компенсации шума гетеродина (в балансных смеси­
телях) ;
— для получения суммарных и разностных величин сигналов
(в пеленгаторных схемах) и т. д.
.
Основные электрические параметры направленных ответвите­
лей таковы:
.
1. Переходное ослабление, определяемое из соотношения
C = 1 0 1 g ( ^ ) . = 2 0 1 g (^ )¿ l6 ,
(2.1)
15
где Р|
мощность водны, распространяющейся по основному
гранту н прямом направлении I—II (рис. 2.1,«);
/’?,
мощность волны, ответвляющейся во вспомогательный
волновод и распространяющейся в прямом направле­
нии IV;
•И\ в /й,
соответствующие Рх и Р 4 напряжения.
2. Направленность, определяемая из соотношения:
О = ‘ 101ё(~*) = 201г ( ^ ) дб,
где
(2.2)
мощность волны, распространяющейся во вспомогатель­
ном волноводе в обратном направлении III;
£7з — соответствующее Р 3 напряжение.
Направленность является мерой качества ответвителя.
Но методам получения направленности ответвители делятся
на следующие типы.
1. Интерференционные, у которых связь между основным и
вспомогательным трактом образуется с помощью нескольких эле­
ментов связи. Направленность обеспечивается взаимной компен­
сацией электромагнитных волн, возбуждаемых каждым элементом
связи во вспомогательном волноводе в обратном направлении.
К этому типу относятся, например, направленные ответвители с
двумя или несколькими отверстиями связи по узкой стенке вол­
новода.
2. Ответвители, в которых направленность обеспечивается соб­
ственной направленностью элемента связи. К этому типу относят­
ся, например, ответвители Бете. '
3. Ответвители, в которых направленность образуется за счет
использования двух предыдущих явлений.
1 и 3 способы позволяют получить ответвители с высокой на­
правленностью в широкой полосе частот, однако габариты таких
ответвителей значительно превосходят габариты ответвителей
второго типа.
При выборе того пли иного типа ответвителя следует руковод­
ствоваться его частотными свойствами, величиной связи, направ­
ленностью, коэффициентом бегущей волны (КбР) основного и до­
полнительного трактов, конструктивными данными (вес, размер,
технологичность изготовления). Применение некоторых конструк­
тивно удобных направленных ответвителей ограничивается значи­
тельной частотной зависимостью их переходного ослабления и
направленности. Как правило, широкополосные ответвители оказы­
ваются очень громоздкими и трудоемкими в изготовлении. Осо­
бенно увеличивает вес и усложняет конструкцию требование мало­
го переходного ослабления при значительной широкополосности
и высокой направленности..
Ниже будут рассмотрены некоторые наиболее широко приме­
няемые направленные ответвители и мосты,, описан принцип дей­
ствия их, конструктивные особенности и методика расчета по за-
i.iiiiii.iM величинам переходного ослабления Сдб, минимально допу
• iiiMoii направленности
и диапазону частот ^мин-Е/макс§ 2.1. ВОЛНОВОДНЫЕ НАПРАВЛЕННЫЕ ОТВЕТВИТЕЛИ
[6—12, 14—16]
В волноводных системах используются все три типа ответвпIглей.
Наиболее широко применяются ответвители интерференцион­
ною типа и ответвители, в которых направленность обеспечива<гея собственной направленностью отверстия связи.
Направленные ответвители
с несколькими отверстиями связи
Рассматриваемые ответвители относятся к интерференционному
iiiiiy. Конструктивно такие ответвители представляют собой два
отрезка волновода с общей узкой или широкой стенкой, в которой
имеются два или более отвер­
стий, расположенных на оп­
ределенном расстоянии друг
от друга. Пример конструкции
двухдырочного направленного
ответвителя приведен на рис.
2.1, б.
Конфигурация
отверстий
связи может быть разнообраз­
ной — в виде щелей, эллипсов,
окружностей и т. д. Наиболее
технологичными являются круг­
лые отверстия. В дальнейшем
будут рассмотрены только от­
ветвители с круглыми отвер­
с;
стиями связи, как наиболее
Рис.
2.1.
Направленный
ответвитель:
часто используемые.
— схема восьмиполюсника; б— на­
Если отверстия связи рас­ аправленный
ответвитель с двумя от­
полагать на общей узкой стен­
верстиями связи по узкой стенке:
ке волновода, то будет иметь 1 — основной волновод; 2 — вспомогатель­
3 —отверстия связи; 4 —со­
место направленный ответви­ ный волновод;
гласованная нагрузка
тель чисто интерференционно­
го типа. Переходное ослабление каждого отверстия рассчитывает­
ся по следующей формуле:
(2.3)
где б — диаметр отверстия связи;
а, Ь - размеры широкой и узкой стенок волновода соответственно;
г)
I
i»»пи ина (iiiiiicít < гонки волновода;
i шип HO./IIII.I и свободном пространстве;
.
X
/1.ШН11 во,/ПП.1 в волноводе, ав =
—
y i- ( Ä /2 ß ) 2
( Iriii'i Bii гели со связью по широкой стенке можно рассматри'1HI. как ответвители чисто интерференционного типа, если вели­
чина переходного ослабления
с
ответвителя удовлетворяет не­
равенству;
С->17^ и рас­
стояние от линии располо­
жения отверстий до оси волно­
вода (рис. 2.2, а) равно
При выполнении этих ус­
ловии собственной направлен­
ностью отверстий связи мож­
но пренебречь. При /г= 0 соб­
ственная направленность бу­
дет наибольшей. С уменьшени­
ем переходного
ослабления
(С < 1 7 4
размеры элемен— •—тов связи возрастают, что приh водит к увеличению собственГ - ной направленности отверстий
— связи, появлению нежелатель5)
ног о взаимодействия между
ними, уменьшению точности
Рис. 2.2. Схема общей широкой стенки мио-расчета
гоэле.ментного направленного ответвителя: ” _
'
_
_
1Я П
а — с одним рядом отверстий; б — с двумя
ОЛАчения ответвитеи ’4 ‘
рядами отверстий
леи с небольшим значением
переходного ослабления (С <
< 1 7 4 можно применить несколько следующих друг за другом на­
правленных ответвителей или, если связь осуществляется по широ­
кой стенке волновода, отверстия связи расположить в два ряда
(рис. 2.2, б). В этом случае при расчете одного ряда отверстий за­
данное переходное ослабление необходимо увеличить на 6 дб.
Для небольших, по сравнению с длиной волны, отверстий
('7лв<0,33) и при h/a ^0,3 переходное ослабление одного отверстия на широкой стенке в прямом
и обратном С2 направлениях
подсчитывается по формулам:
= _ 2 0 1 g |- ^ - (А (А Ч М )Ф е С 2 = - 20
2а
( л /л г
,
Л /П
Д(А ’ + ЗЛ1)Ф,
,
| ^4- {Д (А Ч /И ) (Ре 4соб2 ^
/ Л7
G
Я,
В (А7 -ЗА1) Ф.'m I
D
З.д'2
дб,
(2.4)
(2.5)
где а =
', 8 =
Фе, Фт — коэффициенты, учитывающие толщину стенки ó. Зиачения величин А, В, N. М, Фс> Фщ даны в табл. 2.1, 2.2, 2.3.
18
Штрихом обозначены величины Ь, \ й, к, отнесенные к размеру
широкой стенки волновода а.
.
Направленность одного отверстия равна D = C 2—С\.
На рис. 2.3 даны зависимости переходного ослабления CS | н
направленности D от приведенной длины волны V при различ­
ных
Пользуясь графиками рис. 2.3, б, можно в заданном диа­
пазоне выбрать такое значение h, при котором собственная на­
правленность отверстия близка к нулю.
л
—
1
12
■у
1.4 -1.6
а)
А1
h'^ 0,208
h'z =0,236
h'^0,264
0,29 2
Рис. 2.3. Графики зависимости характеристик направ­
ленности круглого отверстия, расположенного на общей
широкой стенке, от длины волны: а — для переходного
затухания; б — для направленности
Значительным недостатком ответвителей со связью по узкой
стенке является то, что переходное ослабление их в большей сте­
пени изменяется по диапазону. Недостатком ответвителей со свя­
зью по широкой стенке является низкая электропрочность (при­
мерно 20—30% от электропрочности стандартного волновода).
Поэтому, если в задании на проектирование ответвителей на пер­
цы II план выступает требование высокой электропрочности, близ­
кой к электропрочности волновода, то необходимо осуществлять
связь по узкой стенке волновода.
При конструировании направленных ответвителей необходимо
иметь в виду- что наибольшее влияние на точность переходного
ослабления оказывает размер 1г и толщина общей стенки б. Не­
сколько меньше влияет отклонение размеров диаметров отвер< гни, ширины а и высоты Ь волноводов.
Простейшим ответвителем интерференционного типа является
о тветвитель с двумя элементами связи.
Ответвитель с двумя отверстиями по узкой стенке. Конструк­
ция ответвителя с двумя отверстиями показана па рис. 2.1, б. На2*
19
Таблица 2 . 1
Г//Х|1
1 10"
/<• 10г>
¿ /Х в
Л-10 5
о ,()Л
0,700
1,312
2,057
3,071
1,644
2,848
4,537
6,794
0,21
0,22
0,23
0,24
45,43
51,40
57,78
64,57
132,5
153,7
177,1
203,0
о, ¡3
■1,259
5,7(54
7,563
9,686
9,706
13,370
17,850
23,310
0,25
0,26
0,27
0,28
71,77
79,35
87,33
95,69
231,6
263,0
297,4
335,1
0,1.4
о, М
0,15
о, 16
12,150
14,960
18,140
21,690
29,790
37,410
46,290
56,520
0,29
0,30
0,31
0,32
104,40
113,50
122,90
132,60
376,0
420,8
469,3
522,0
0 ,1 7
0 , 18
0 , 1!)
0 ,2 0
25,640
29,980
34,710
39,860
68,250
81,580
96,650
113,60
0,33
0,34
0,35
142,60
152,90
163,50
578,9
640,5
706,9
0,0(1
0 ,0 /
о,он
0,0'1
0 ,1 0
0 ,1 1
5-Ю 5
3
|
Таблица 2.2
?/
/V
М
X'
Ч
.V
М
1,00
1,02
1,04
1,06
1 ,08
1,155
1,186
1,217
1,250
1,283
5,336
5,624
5,924
6,248
6,584
1,779
1,977
2,193
2,440
2,709
1,40
1,412
1,44
1 ,46
1,48
1,960
2,016
2,075
2,136
2,200
15,37
16,26
17,22
18,25
19,36
14,76
16,52
18,54
20,81
23,43
1,10
1,12
1,14
'1,16
1,18
1,317
Г, 352
1,387
1,424
1,461
6,936
7,312
7,696
8,112
8,536
3,007
3,341
3,702
4,113
4,554
1,50
1,52
1,54
1,56
1,58
2,268
2,339
2,414
2,493
2,577
20,58
21,88
23,31
24,86
26,56
26,46
29,93
33,95
38,63
44,10
1,20
1,22
1,24
1,26
1,28
1,500
1,540
1,580
1,622
1,666
9,000
9,488
9,984
10,520
11,100
5,062
5,626
6,230
6,922
7,706
1,60
1,62
1,64
1,66
1,68
2,666
2,763
2,865
2,976
3,096
28,43
30,54
32,83
35,42
38,34
50,51
58,28
67,37
78,43
91,87
1,30
1,32
1,34
1,36
1,38
1,711
1,757
1,805
1,855
1,907
11,710
12,350
13,030
13,760
14,550
8,573
9,529
10,610
11,840
13,230
1,70
1 ,72
1 ,74
1 ,76
1,78
3,227
3,370
3,529
3,705
3,903
41,65
45,43
49,82
54,91
60,93
108,40
129,00
155,00
188,50
231,90
20
I H i i i ii q ii
Фе
Фт
В/с?
Фе
0
0,01
0,02
0,03
0,04
1
0,9530
0,9083
0,8655
0,8248
1
0,9585
0,9199
0,8823
0,8465
0,26
0,27
0,28
0,29
0,30
0,2865
0,2731
0,2601
0 ,2479
0,2362
о,зб0б
0,3471
0,3316
0,3222
0,3103
0,05
0,06
0,07
0,08
0,09
0,7861
0,7494
0,7141
0,6804
0,6484
0,8124
0,7805
0,7500
0,7202
0,6922
0,31
0,32
0,33
0,34
0,35
0,2252
0,2146
0,2046
0,1951
0,1858
0,2987
0,2879
0,2776
0,2673
0,2577
0,10
0,11
0,12
0,13
0,14
0,6181
0,5890
0,5612
0,5350
0,5098
0,6652
0,6400
0,6151
0,5917
0,5692
0,36
0,37
0,38
0,39
0,40
0,1769
0,1689
0,1610
0,1533
0,1462
0,2480
0,2390
0,2303
0,2220
0,2139
0,15
0,16
0,17
0,18
0,19
0,4861
0,4631
0,4416
0,4208
0,4010
0,54.79
0,5269
0,5070
0,4879
0,4697
0,41
0,42
0,43
0,44
0,45
0,1394
0,1326
0,1266
0,1204
0,1151
0,2060
0,1987
0,1913
0,1845
0,1777
0,20
0,21
0,22
0,23
0,24
0,3823
0,3642
0,3473
0,3309
0,3152
0,4523
0,4353
0,4192
0,4037
0,3889
0,46
0,47
0,48
0,49
0,50
0,1096
0,1043
0,0994
0,0944
0,0905
0,1712
0,1651
0,1590
0,1532
0,1479
0,25
0,3003
0,3742
о/г/
' .1
правленная связь между основным 1 и вспомогательным 2 волно­
водами осуществляется с помощью двух отверстий, расположен­
ных на расстоянии — друг от друга. Размеры отверстий вы бира­
ются настолько малыми, что они практически не создают отраж е­
ний в волноводах.
Под действием поля основного волновода
(распространение
волн происходит в направлении I— II) во вспомогательном волно­
воде от каждого отверстия в обе стороны будут распространяться
волны, амплитуды которых равны и значительно меньше амплиту­
ды поля в основном волноводе. Ввиду того, что расстояние между
Хв
отверстиями равно — , волны, движущиеся во вспомогательном
волноводе в направлении IV, складываются, а в направлении III
вычитаются, то есть в направлении III энергия распространяться
не будет (в идеальном случае). Таким образом, если плечо I вход21
II* н
I о II Ц'ЧН I I , I \
| H llilllllilM ю н | *\ llo l
выходные, а в плечо III включается согла
IB i" iiiiior 1.1 1 n in e ответвителя с двумя отверстиями можно
I I . ..........
i i o .-i i . руясь формулой (2.3),
(2.6
<)oi.i’iiio необходимо по заданному переходному затуханию опр< н лп и. диаметр отверстий связи. Определение диаметра по форм\.н- (2.6) производится графически, то есть, задаваясь различны­
ми диаметрами d, необходимо построить кривую C d 6 = f( d )
и по
полученной кривой определить размер d для заданного значения
Экспериментально было установлено, что по формуле
(2.6,
конструкция ответвителя должна рассчитываться на связь, пре­
вышающую необходимую на 0,4 дб.
Расстояние между отверстиями необходимо брать менее —р
\
10 20
у
Направленность ответвителя определяется по формуле
(2.8)
г д е А Ав — Ав
Ав ,
АД — длина волны в волноводе отличная от той, на которую был
рассчитан ответвитель.
Из формулы (2.8) следует, что при %в = & в ' направленность
бесконечна, по при отклонении длины волны Д/ на ±10% направ­
ленность падает до 16 дб. Узкополосность — один из недостатков
рассматриваемого типа ответвителей. Другим недостатком являет­
ся значительное переходное ослабление (не менее 30 дб). Для
уменьшения переходного ослабления необходимо увеличивать ди­
аметр отверстий, а это приводит к увеличению отражений, нару­
шению режима бегущих волн.
Понизить величину переходного ослабления и увеличить на­
правленность в диапазоне частот можно, использовав несколько
отверстий связи. Диаметры их обычно изменяются по определен­
ным законам. Наибольшее распространение среди таких ответви­
телей получили Чебышевские направленные ответвители.
Чебышевские направленные ответвители. Вопрос об оптималь­
ной направленности ответвителя в диапазоне волн сводится к
вопросу о наилучшей аппроксимации некоторой заданной функции.
Наилучшую аппроксимацию функции в заданном интервале дает
полином Чебышева 1-го рода /7-ой степени 7%(х). Поэтому при кон­
струировании оптимального направленного ответвителя в задан­
ном диапазоне /минЧДмакс размеры отверстий выбираются такими,
чтобы амплитуда обратной волны во вспомогательном волноводе
22
вписывалась полиномом
Чебышева в интервале
/мни /ины
( Х.М11КС~ХмН1М•
а
Ненормированный полином Чебышева 1-го рода п-ой степени
имеет вид:
Т п (х) .== соб (п ЭГССОБ х).
11олином любой степени может быть подсчитан по формуле
Г„ + 1 ( х ) - 2 х - Г й ( х ) - Г „ _ 1 (х).
(2.10)
При подстановке значений /1=0; 1 в формулу (2.9) получаем:
Г 0 (х) = 1,
П ( х ) = х.
(2-11)
Исходя из этих значений Го ,
с помощью
можно получить весь ряд значений Т„ (х):
7'.,(х) = 2х 2 - 1 ,
Т 3 (х) = 4х 3 — Зх,
7 \ (х) = 8х 4 — 8х 2 + 1
формулы (2.10)
(2.12
и т. д.
Выражения для амплитуд суммарных волн в дополнительном
волноводе в прямом (¿74 ) и обратном (¿73 ) направлениях (рис. 2.4)
представляют собой полиномы, степень которых определяется ко­
личеством отверстий. Эти полиномы могут быть приравнены к лю ­
бому полиному соответствующей степени от /х, где 2е — масш таб­
ный множитель по оси х. Понятно, что выражение для (73 (обратная
волна представляет основной интерес) необходимо приравнять
полиному Чебышева соответствующей степени, поскольку именно
полиномы Чебышева обеспечивают наименьшее отклонение от ну­
ля в интервалах между корнями.
Масштабный множитель — £ однозначно определяется лишь коэффиА
циентом перекрытия диапазона д — —Ав м акс
в мин
выражения:
и может быть найден из
Амплитуда суммарной обратной волны запишется в следующем
виде:
(2.14)
¿4 з I — :
Направленность ответвителя в децибелах определится
ющим образом:
О = 2 0 1 ё |- М = 2° 1ё
дб.
следу­
(2.15)
23
II I краях диапазона направленность минимальна и может быть
«И1|П К 11'11.1 КПК
Ямин = 201§ 7 \(/)
(2.16)
< целью упрощения дальнейших расчетов ответвителя можно
Ц|)< гроп Iв обобщенный треугольник коэффициентов распределе­
ния для полиномов Чебышева первого рода.
/(ля построения треугольника каждый из полиномов Чебынп пл 1.олжси быть расщеплен на составляющие.
4 4 ) = 2/2— 1
1), '
г з (/) = 4/3 - 3/ = / 3 + (З/з - 3/),
(2.17)
(/) = 8/4 - 8/2 + 1 - / 4 + (4/4 - 4/2) 4- (З/4 - 4/2 + 1) и т. д.
Разделив расщепленные' полиномы соответственно на /2 , /3, / 4
и т. д., можно построить обобщенный треугольник для получаю­
щихся коэффициентов (см. табл. 2.4).
Если пронумеровать отверстия связи так, как показано на
рис. 2.4, то для величин амплитуд волн, возбуждаемых каждым
отверстием связи, будет справедливо следующее соотношение :
(2.18)
где А т — коэффициент т столба и п строки обобщенного тре­
угольника коэффициентов распределения.
•
I
п
"I
2«
*4
3
0
1
I
1
I
2
1
2(1— / _ 2 )
I
3
1
3 ( I - / - 2)
3(1 - / - 2 )
1
4
I
4 (1 -/-2 )
«44^44
4 ( 1 - / - 2)
5
I
5 (1 -/-2 )
6
I
6 ( 1 ‘— /-2 )
7
I
7(1 - / - 2 )
ю(I-4“ ’ 4 ~ )
4 4 < - 4 4 2о4 4 ~ -4 44 4
4 4 - Й з«(1-й- + 4 ' “ - 4 4
1 с ф -- - ^ - /
2 +~2~
г
2
2+
4
/ 4
Полученные на основании этого выражения значения амплн
| уд, возбуждаемых каждым отверстием во вспомогательном
волноводе, дают возможность рассчитать величину переходною
ослабления каждого отверстия.
с т - г с И ё П Ц - 1 <?<>,
I
где /71 — амплитуда волны,
волноводе.
Ш22П7272723.|
(2.19>
тI
распространяющейся
в основном
УШЛ.
I
П
4
Рис. 2.4. Схема многоэлементного направленного ответвителя
Таблица 2.4
5
8
7
6
I
•5(1 — ¿~ 2 )
1
6(1 - Г
;15
2 Г О -4
^ * - 4
'4
2}
21(1-4^ 2+ 4 г 4)
1
7 (1 - Г
2)
1
25
H ti ip.in ni iiiiiiuiiK in расчета, можно считать, что в основном
н и ........и р.1. и|1П1 Iранят к я волна единичной амплитуды, тогда:
I
‘(Нр
I
ni
С + 2 0 1 g ----------- л-------- дб.
I
(2.20)
| в I I. 1н рнып член О' суммы представляет собой заданное переход...........
ответвителя, а второй член учитывает взаимодейст11||| I III 1ГМЫ (>1всрстий.
П орядок
расчета
IIрн расчете диапазон частот обычно берется несколько шире
»ада иного и делается запас по минимальной направленности по­
рядка 20 дб из-за несовершенства конструкции.
При проведении расчета следует:
а) определить величину I по формуле (2.13);
б ) определить расстояние между центрами отверстий
/ = А = двв
4
мин
. о /1
;■ ,
2 (1 -4 -1 7 )
(2.21)
'
где Ао — длина волны на центральной частоте диапазона, см;
Ав мин — минимальная длина волны в волноводе, см;
в) определить количество отверстий связи М = (/г+ 1 ) на осно­
вании выражения (2.16).
¡и
7 \(7 )> К Р 5"";
(2.22)
г) если отверстия связи расположены на широкой стенке вол­
новода, определить величину к из графика (рис. 2.3) :/г' = 0,24—■
—0,29;
д) выбрать толщину общей стенки из конструктивных сообра­
жений 6 = 0,5—1 мм;
е) по формуле (2.20) определить величины переходных ослаб­
лений, создаваемых каждым отверстием связи;
ж) по полученным величинам переходных ослаблений опреде­
лить диаметры отверстий. Если отверстия расположены на общей
узкой стенке, то необходимо воспользоваться выражением (2.3).
Если отверстия расположены на широкой стенке, то необходимо
воспользоваться выражением (2.4) и таблицами 2.1, 2.2$ 2.3. Опре­
деление диаметров по этим формулам производится в следующей
последовательности: задаваясь различными значениями сГ, постро­
ить кривую Ст — [ (д '), по которой определить с1 для полученных
в пункте е переходных ослаблений Ст .
Может оказаться, что при выбранном количестве отверстий
^г = /г+1 диаметры наибольших отверстий слишком велики.
В этом случае соответственно увеличивается количество отверстий
и вновь производится расчет ответвителя. Необходимо отметить,
что с увеличением диаметров отверстий увеличивается взаимодей20
ствие между отверстиями связи, что приводит к пои пЖги иI.........
пости расчета.
Основным недостатком чебышевских направленных ответиин'
лей является то, что диаметры отверстий различны, а это техно
логически неудобно. Более технологичными являются ответвители
с одинаковыми отверстиями рассмотренные далее.
Направленные ответвите­
ли с одинаковыми, равно­
стоящими круглыми отвер­
стиями связи по широкой
стенке не являются опти­
мальными, размеры их при
той же направленности, что
и у чебышевских, больше.
Рабочий диапазон таких от­
а)
ветвителей приблизительно
равен диапазону применяе­
мого волновода. Направ­
ленность ответвителей при
неизменной общей длине Л
(рис. 2.5, а) увеличивается
при увеличении количества
отверстий. П р а к т и ч е с к и
предел устанавливается диа­
метром отверстий связи. Од­
нако, начиная с / = 0,3 а и
меньше, выигрыш в направ­
ленности получается незна­
чительным.
На рис. 2.5, б приведе­
оди­
ны кривые зависимости на­ наковыми равноотстоящими отверстиями:
правленности
ответвителя
схема общей широкой стенки; б — гра­
от длины волны, построен­ а —фик
зависимости направленности от /•/
ные для ответвителя дли­
ной Бо, = =9. Эти кривые при
смещаются на 20 1^/г, <36*.
Переходное ослабление ответвителя равно:
С = С , - 20
N дб,
(2.23)
где С1 — переходное ослабление одного отверстия, дб;
N — количество отверстий связи.
Направленность можно определить по следующей формуле:
О = (С2 - С , ) + 2 0 1 § |З У ^ - | дб,
(2.24)
* Штрихом обозначены величины, отнесенные к
волновода а.
размеру
широкой
стенки
27
I " <, и <
ш гу хаиия в прямом и обратном направлениях одного
отверстия, определяемое из выражений (2.4) и (2.5);
I
I I и! нагрузка ответвителя не полностью согласована и имеет
I <*|||)||н111.11е1Г1 отражения Р, то направленность ответвителя снижа■и -I В самом неблагоприятном случае направленность может
. ............
по формуле
_р_
£ = — 20 (10 20 + | Р |) дб.
(2.25)
П орядок
расчета
а) выбрать расстояние между отверстиями /= (0 ,3 7 —0,4)я;
б) определить длину ответвителя Ь, пользуясь кривыми рис.
2.5
Гу,
в) определить количество отверстии N = — ;
г) вычислить переходное ослабление одного отверстия С\, поль­
зуясь выражением (2.23);
д) задаться
толщиной
стенки д й выбрать смещение
й= (0,24—0,29) а. При выборе Н можно руководствоваться кривыми
С1 = /'(Х') (рис. 2.3, а), позволяющими выбрать такое/гу, при котором
получается постоянное или меняющееся определенным образом пе­
реходное ослабление Су,
е) определить диаметр отверстий б по найденному переходному
ослаблению Сь Для этого необходимо, задаваясь различными б',
построить кривую С1 = /(¿/'), пользуясь выражением (2.4) и таб­
лицами 2.1, 2.2, 2.3. По полученной кривой определить б по ра­
нее найденному значению Су
,
ж) рассчитать переходное ослабление С в диапазоне волн при
выбранном б'-,
з) рассчитать направленность в диапазоне, пользуясь формулой
(2.24). При расположении отверстий в два ряда по широкой стенке
один из рядов можно сдвинуть относительно другого вдоль оси на
небольшое расстояние э; при этом к направленности системы при­
бавится член — 20
. В случае несогласованной на­
грузки рассчитать направленность по формуле (2.25).
На рис. 2.6 показан пример конструкции ответвителя с равны­
ми отверстиями, расположенными в два ряда.на общей широкой
стенке. Согласованная нагрузка, включаемая в развязанное пле­
чо, выполнена из поглощающего материала типа СКБ-90.
28
В ¿7 <9 Д
_______________________
)
\
оо оо
Рис. 2.6. Конструкция направленного ответвителя с одинаковыми равно­
отстоящими отверстиями:
1 — основной волновод; 2 — вспомогательный волновод; 3 — согласованная нагрузка
Ответвитель Бете
Ответвитель Бете относится к классу ответвителей, в которых'
направленность обеспечивается собственной направленностью от­
верстия связи. Он состоит из двух отрезков волноводов, примы­
кающих друг к другу широкими сторонами. Связь осуществляется
с помощью круглого отверстия в середине общей стенки (рис. 2.7. а).
В общем случае волноводы находятся под некоторым углом друг к
другу.
Под действием поля основного волновода во вспомогательном
возбуждается электрическое поле, в окрестности отверстия по­
добное полю электрического диполя (рис. 2.7, б), момент которо­
го параллелен электрическому полю падающей волны в основном
волноводе. Магнитное поле вспомогательного волновода около
отверстия подобно полю магнитного диполя, момент которого па­
раллелен и противоположно направлен поперечному магнитному
полю основного волновода (рис. 2.7, в). Таким образом, электриче­
ское поле вспомогательного волновода в области отверстия синфазно с полем основного волновода, а магнитное поле противофазно магнитному полю основного волновода. Вследствие этого
распространение волн во вспомогательном волноводе будет про­
исходить в направлении, противоположном направлению распрост­
ранения бегущей волны в основном волноводе.
Для улучшения направленности необходимо, чтобы волны,
возбуждаемые двумя типами связи, были равны по амплитуде.
Если оси волноводов параллельны, то магнитная связь несколько
преобладает над электрической. Поэтому волноводы разворачива­
ют друг относительно друга на некоторый угол 0. При этом магнит29
а)
.9л-бивалентный
электрический диполь
Эк&ибалент ный
гк а т и т н ы й диполь
Р ис. 2.7. О тветви тел ь Б ете: а — к о н ­
струк ц и я; б, в — принцип действия
/ — основной волновод; 2 — вспомогатель­
ный волновод; 3 — отверстие связи; 4—со­
гласованная нагрузка
пая связь уменьшается, по­
скольку возбуждение вторичной
волны ' производится только по­
перечной магнитной составляю­
щей поля. Уменьшение магнит­
ной связи происходит пропорци­
онально косинусу угла 0. Эле­
ктрическая связь не меняется.
С увеличением толщины об­
щей стенки ô величина связи
уменьшается. Это уменьшение
происходит различно для магнит­
ной
п электрической связей,
что можно объяснить следую­
щим образом.
Отверстие можно рассматри­
вать, как короткий отрезок круг­
лого волновода,
критическая
длина волны которого меньше
критической длины волны основ­
ного волновода. Связь по элект­
рической составляющей поля со­
ответствует волне типа £ Oi в
круглом волноводе, а по магнит­
ной'— волне типа Иц в круглом
волноводе. Поскольку волна Иц
имеет большую критическую дли­
ну, то при увеличении толщины
стенки она ослабляется меньше,
чем волна Еоь
Равенство величин связи по
электрической и магнитной со­
ставляющим будет при выполне­
нии следующего условия:
cos 0 =
(2.26)
где F e и F h — электрическое и магнитное затухание из-за конечной
толщины стенки
F e = exp [ - 4 , 8 4 ] / 1 - ( Ц 4 Г ] .
F„ = exp [ - 3 ,6 7 4
Л
<1
ао
- бтУ ] !
толщина общей стенки, обычно б=.(0,5—1) мм;
диаметр отверстия связи.
(2.27)
(2.28)
Направленность ответвителя Бете определяется выраженном
(2.29)
дб.
В = 2 0 1ё
СОБ 0 — —
При выполнении условия (2.26) направленность бесконечна.
При малой толщине стенки, когда отношение р
можно принять
равным единице, угол 0 для обеспечения максимальной напра.влеиности может быть получен из равенства:
I
I
-
,
Х Х М Л ^С Х
М 1 АХ М X X I V I I X IV -
,2
СОЭ0
(2.30)
2 I >
Переходное ослабление ответвителя можно определить по формуле:
(2.31)
где л в — длина волны в волноводе, Хв =
2
щ Ь размеры широкой и узкой стенок волновода.
¿Экспериментально установлено, что при расчете ответвителя по
формуле (2.31) необходимо требуемое переходное ослабление
увеличить на 1,5 дб.
Д ля увеличения широкополосности ответвителя необходимо
уменьшить толщину общей стенки, но поскольку это технологиче­
ски неудобно, то в главном волноводе делается отверстие требу­
емой величины, а во вспомогательном— несколько большей. Ответ­
вители Бете рекомендуется применять в том случае, если необхо­
димо получить переходное ослабление более 30 дб. При уменьше­
нии переходного ослабления до 20 дб получается отверстие .связи
недопустимо больших размеров. Теория Бете в этом случае непри­
менима и выражения (2.29) и (2.31) дают значительную погреш­
ность. Кроме того, большое отверстие приводит к возникновению
отражений в основном волноводе и нарушению режима бегущих
волн.
Направленность таких ответвителей можно получить не ниже
НО дб в 20%-ном диапазоне.
Д ля подстройки ответвителя по направленности и переходно­
му ослаблению можно вспомогательный волновод сделать под­
вижным, то есть менять угол 0.
Основными недостатками ответвителя являются значительное
переходное ослабление и узкополосность.
31;
Направленные ответвители
со взаимноперпендикулярными волноводами
Рассматриваемые ниже ответвители фактически представляют
•собой разновидность ответвителей Бете. Поскольку в последнее
время они нашли широкое применение, то имеет смысл рассмот­
реть их отдельно.
Ответвители состоят из двух отрезков прямоугольных волной
водов с общей широкой стенкой, в которой имеется одно или два
отверстия (рис. 2.8, а). Волноводы располагаются относительно
друг друга под углом 90°. Форма отверстий может быть круглой,
прямоугольной или крестообразной. Наибольшее распространение
получили ответвители с круглыми и крестообразными отверстиями,
которые располагаются по диагонали общей стенки.
Образование направленной связи в таком ответвителе объяс­
няется теорией Бете. Если волна в основном волноводе 1 (рис.'
2.8, б) распространяется в направлении оси р, то при располо­
жении отверстия па диагонали общей стенки и при соответству­
ющем выборе размеров отверстия можно добиться, чтобы магнит­
ная составляющая у отверстия в направлении осей х и г была бы
одинакова. При этом коэффициент распространения во вспомога­
тельном волноводе — 2 в направлении (—г) будет равен пулю, то
есть электромагнитные волны будут распространяться в направле­
нии 2.
В случае использования круглого отверстия связи наибольшая
направленность достигается при минимальном значении х0, то
есть когда отверстие располагается как можно ближе к стенке.
Поэтому необходимо брать соотношение л-0 = , где с/ — диаметр отверстия связи.
Переходное ослабление и направленность ответвителей с круг­
лым отверстием связи при х0 =
определяются по формулам:
Зба’б2
(2.32)
С = 101д
до,
г
7Г2 Д 1’
в
=
к(1.
5Ш
2
тЛ \
2Г +
(2.зз)
где Ее, Ец — электрическое и магнитное затухания из-за конечной
толщины
стенки,
определяемые по формулам
(2.27), (2.28);
а, Ь — размеры широкой и узкой стенок волновода.
Ответвитель сохраняет приблизительно постоянные значения
характеристик направленности в 20%-ном диапазоне частот.
Переходное ослабление и направленность ответвителя с одним
крестообразным элементом связи рассчитываются по формулам:
Ь-
г)
Рис. 2.8. Направленный ответвитель со взаимноперпендикуляр­
ными волноводами: а — конструкция; б — схема ответвителя
с круглым отверстием связи; в — с крестообразным отверстием
связи; г — с двумя крестообразными отверстиями связи
1 — основной волновод; 2 — вспомогательный волновод; 3 — отверстие
связи; 4 — согласованная нагрузка
дб,
/7у\ 9
(2.34)
ТСАо
с I £>ь• —а
з Д 1пт
И
(2.35)
где Д// — затухание, вызываемое конечной толщиной общей стенки
волноводов;
(2.36)
(2.37)
?4<р
2 ^
6 — толщина общей стенки;
Л'о — размеры, показанные на рис. 2.8, в.
Максимальная связь между волноводами получается,
координаты отверстия х'о равны
I,
*
0
когда
<2 -3
= 4 -
8
)
В этом случае уравнения (2.35), (2.36) принимают вид:
24« ! й [ 1п ( — К . 1 1
С = 2018 ------Д Д Д ----- Г
О - 2018
) (Д-У -
Д
дб'
(2.39)
дб.
(2.40)
Направленные ответвители с круглыми отверстиями связи не
могут быть сделаны с переходным ослаблением порядка 20 дб, по­
скольку при этом в значительной степени возрастает диаметр
отверстия и направленность падает приблизительно до 7 дб. Для
получения переходного ослабления менее 25 дб применяются кре­
стообразные отверстия связи, но при этом для расчета ответвителя
уже нельзя пользоваться выражениями (2.34), (2.35) или (2.39),
(2.40). Эти выражения получены на основании теории Бете, спра­
ведливой для малых отверстий, когда резонансная длина волны от­
верстия значительно меньше рабочей длины волны и когда резо­
нансную проводимость отверстия можно не принимать во внима­
ние. При связи менее 25 дб размеры отверстия возрастают
настолько, что проводимость отверстия необходимо учитывать.
34
Переходное ослабление ответвителей с большим к|нч i оопра ■
пым отверстием связи равно
1+
(2Z — 0,546^)2
(Д — 1)
А2
С = 201ь°- —--------- Ри—
--------дб,
(2.11
н-Ат
I 1е А — коэффициент распространения для крестообразного 01
верстая, вычисленный на основании теории Бете.
тс2
А
тело
Z3
2тсх0
24а 2Ь
у 6а lg 2 ^ - s i n 2 —
—п-------s
in -----/ 47
\
а
При больших отношениях
вторым членом выражения (2.42)
можно пренебречь и уравнение принимает вид:
- 2 Z3 sin
А = -------24а 2&ín
2-u.ro
а
нгтд
ё
(2.43)
!
Как видно из выражения (2.41), переходное ослабление в значптельной степени зависит от длины волны. Эту зависимость мо­
жно компенсировать, использовав для связи два крестообразных
отверстия, симметрично расположенных по диагонали общей стен­
ки. Переходное ослабление ответвителя с двумя крестообразными
отверстиями связи может быть рассчитано по формуле
1 +
(
......К"
(Л -В
дб.
(2.44)
Лв.
В том случае, если длина полуплеча крестообразного отверстия
превышает х0, то отверстия можно повернуть на 45°, как показа­
но на рис. 2.8, г. Такое расположение отверстия по влияет на
характеристики ответвителя, поскольку они не зависят от угла
между плечами креста и осью волновода. Необходимо лишь соблю­
дать взаимоперпеидикулярность и равенство длин плеч крестооб­
разного отверстия, так как даже незначительное отклонение одно­
го из плеч от заданного размера может привести к значительному
ухудшению направленности ответвителя. Так, было найдено, что
для ответвителя с характеристиками
X = 6 см\ С = 20 дб; I = 23,6 мм; £' = 2,2 мм.', х 0 = 10,35 мм
отклонение длины I па 0,1 мм привело к снижению направленно­
сти ответвителя на 11 дб.
Рассмотренный тип ответвителя нашел широкое применение
гам, где требуется переходное ослабление не менее. 20 дб и не­
высокая направленность (нс менее 10 дб).
Достоинствами таких ответвителей являются простота произ3*
35
иодства, малые габариты, невысокие требования в отношении
ючности производства (за исключением соблюдения симметрич­
ности креста) и достаточная широкополосиость. При
частоты на +10% переходное ослабление изменяется прибЛИЗИтельно на ±0,4 дб при С = 20 дб.
Переходное ослабление ответвителей может быть уменьшено
д 0 д—ю дб уменьшением ВЫСОТЫ b вспомогательного волновода
или вспомогательного и
основного волноводов в
месте связи (рис. 2.9).
При этом направленность
а
сохраняется. достаточно
> * + + / 77 / 2/ / П
+ тт
большой. Если высоту
уменьшить
волноводов
вполовину, а отверстие
связи оставить без изме­
нения, то переходное ос­
лабление уменьшится на
3 дб. Кроме того, связь
Рис. 2.9. Крестообразный ответвитель с умень­ и направленность получа­
шенной высотой в области связи
1 — основной волновод: 2 — вспомогательный волно­ ются более равномерны­
вод; 3 — ступенька, уменьшающая высоту волновода ми ио диапазону.
Для
в области связи; 4 — четвертьволновые трансформа­
уменьшения отражения от
торы
ступеньки
применяются
одноступенчатые (четвертьволновые) или многоступенчатые (чебы­
шевские) трансформаторы, расчет которых приведен в главе III.
При уменьшении высоты вспомогательного волновода в месте
связи от 4 до 2 мм получены следующие характеристики ответви­
теля, работающего в диапазоне 12500—14000 Мгц:
С = 9 ± 9 ,5 ^ ; ¿)=38±24<5б; Кба = 0,96—0,83.
Для согласования использованы одноступенчатые четвертьволно­
вые трансформаторы.
> Щелевые направленные ответвители
Направленные ответвители с широкими щелями по узкой и ши­
рокой стенкам волновода получили распространение благодаря про­
стоте конструкции, малогабаритности, достаточной широкополосности, возможности получения небольших значений переходного
ослабления. Наиболее часто щелевые ответвители используются в
качестве мостов.
Щелевой ответвитель со связью по узкой стенке волновода
конструктивно выполняется в виде двух соприкасающихся по уз­
кой стенке прямоугольных волноводов. В общей узкой стенке
прорезается окно связи высотой, равной высоте волновода Ь (рис.
2.10, а). Принцип действия щелевого ответвителя основан на вза­
имодействии в области щели (в сдвоенном волноводе) колебаний
двух типов (//ю и Н 20). Работа ответвителя нарушается, если су36
шествует условие для возникновения волны типа /730. Во ii.ifioioi
пне этого необходимо размер h сдвоенного волновода (рис. 2.10,61
выбрать таким, чтобы выполнялось условие
X> Хкр
где л — длина волны в воздухе;
Ак [)/Yw — критически я длина волны //,„ в области щели.
Отсюда 1
Если плечо I
входное, то плечи II
п IV будут выходны­
ми, а к плечу III под­
ключается согласо­
ванная нагрузка.
Поскольку разме­
ры области связи
га ковы, что там рас­
пространяются толь­
ко волны типа Я 2о и
//ю, то мощность ко­
лебаний
первона­
\
А
п
чальной волны Лю
н ?с
6)
в плече I распреде­
__
'
лится поровну меж­
IO
д
Хд-щ/
ду волнами Яю и
1\
//го- Из рис. 2.10, б
1. бе
5)
видно, что в начале
2)
щели в плече I волны
Рис.
2.10.
Щелевой
ответвитель
со
связью
по уз­
//io и Я 20 синфазны,
а в плече III проти- кой стенке: а — конструкция; б — схема щелево­
го ответвителя; в — векторная диаграмма при не­
вофазны, т. е. в пле­ равенстве
напряжений в выходных плечах;
че III волны распро­
г — при равенстве выходных напряжений
страняться не будут.
1 — щель; 2 —согласующие элементы
За счет разных фаювых скоростей воли Яю и Н<2о в .области связи получается сдвиг
фаз между этими волнами а, который зависит от длины щели.
Векторная диаграмма для векторов /710 и Я 2о в конце щели пока­
зана на рис. 2.10, в. Результирующие векторы U2 и ¿Л представ­
ляют собой напряжения, возбуждающие плечи II и IV.
Если необходимо разделить мощность поровну между плеча­
ми II и IV (Я 2 = /Д), угол а должен быть равен
(рис. 2.10, г).
Сдвиг фаз определяется выражением:
2-хL 2г.L
fl
?’В1
i де
L — длина щели;
\
(2-47)
2
37
^в1, ХВ2 — длины волн колебаний /7 10 и Я.2О в области связи,
/■ В1
А____ '
=7Т\2 ’
>
к2_
/ч-н
Из векторных диаграмм (рис. 2.10) следует, что отношение
напряжений на выходе Я4 и входе 1Ц равно:
| (74 1
. а
(24
Ж Т = 8 1 П "2~Тогда переходное ослабление в децибелах будет равно:
С = — 20
Отсюда
с
а = 2агсБ1п10 20
После подстановки (2.50) в (2.47) и преобразований
получить выражение для длины щели:
с
Края щели расположены в пучности электрического поля вол
пы /7ю сдвоенного волновода и представляют собой для этой вол­
ны некоторую реактивность. Волна Я 2о не испытывает отражения
от краев щели, поскольку общая узкая стенка расположена в уз­
ле электрического поля волны (рис. 2.10, б). Из-за отражений
волны /710 от концов щели получается дополнительный набег по
фазе, благодаря этому длину щели необходимо несколько увели­
чить по сравнению с расчетной. Например, при - - = 0,05 длину
щели необходимо увеличивать на 10%. Отражение волн Я 10 от
концов щели ухудшает направленность ответвителя, поэтому не­
обходимо ввести согласующий элемент. Чтобы согласующий эле­
мент не оказывал влияния на параметры устройства для волны
Я 20 в щели, его необходимо располагать в узле электрического
поля волны Я 2о, то есть непосредственно в щели. В качестве согла­
сующих элементов можно использовать емкостный штырь, поме­
щаемый в центре щели, или индуктивные штыри, устанавливае­
мые на расстоянии менее— от краев щели (рис. 2.10, а). Здесь
Хв1 — длина волны 771О в волноводе двойной ширины (в области
связи).
Второй метод согласования более предпочтителен, поскольку
он не понижает электрическую прочность системы, а близкое рас­
положение к краям щелей согласующих элементов позволяет по­
лучить сравнительно медленное изменение согласования при изме-
цении частоты. Окончательно местоположение индуктивных hihi
рей подбирается экспериментально. На рис. 2.11 показана koih i
рукция щелевого моста.
Щелевой ответвитель со связью по широкой стенке волновода
выполняется в виде двух соприкасающихся по широкой стенке
Рис. 2.11. Конструкция щелевого моста со связью
стенке '
по
УЗКОЙ
прямоугольных волноводов (рис. 2.12). По краям общей стенки
прорезаются щели длиной Л и шириной с1. Благодаря такому рас­
положению щелей область связи можно рассматривать, как прямо­
угольную коаксиальную линию, центральным проводником кото­
рой является часть общей стенки между прорезанными щелями.
В ид на
общую стенку
j\L
\
''
—
-
Рис. 2.12. Щелевой ответвитель со связью по широкой стенке
39
Размеры щелей выбираются такими, чтобы вдоль области связи,
распространялись, в основном, волны типа ТЕМ и Я 10. Конфигу­
рация полей волн такова, что в 'плечо III энергия поступать не
будет. Ответвители такого типа не имеют настроечных элементов
в виде винтов и т. д. Настройка их обеспечивается выбором раз­
меров участка связи.
Как и в случае щелевого ответвителя со связью по узкой
стенке, в рассматриваемом ответвителе за счет разных фазовых
скоростей двух волн в области связи возникает фазовый сдвиг а.
зависящий от длины щели
2 rL
2r. L
а
(2.52)
х
хвн,„ ’
где Лв // — длина волны /7 10 в области связи.
За счет наличия в области связи волн высших порядков имеет
место еще дополнительный сдвиг фаз Ла, величину которого рас­
считать теоретически невозможно. Поэтому расчет ведется при­
ближенно (при Да
' = 0), а затем длину щели увеличивают приблизительно на 15%.
Длина щели может быть вычислена на основании выражений
(2.50) и (2.52):
с
L =
X-arcsin 10
20
ф - / ’-
(2.53)
Ниже приводятся данные экспериментально отработанного
щелевого моста с полосой пропускания + 10% и неравномерностью
деления - - 1%:
А = 0,78; ~ -=0,133; А = 1,31; - 4 = 0 ,2 ;
- с- = 0,067; - 4 - 0,022.
Двойной Т-образный мост
Двойной тройник состоит из соединения четырех волноводов
(рис. 2.13, а) и является комбинацией тройниковых соединений в
плоскости Е (волноводы IV, II, III) и в плоскости Н (волноводы I,
II, III). Т-образный мост должен быть строго симметричен относи­
тельно плоскости, проходящей через плечи I и IV. Если плечи II и
III соединены с равными и идеально согласованными нагрузками и
в месте стыка всех плеч произведено необходимое согласование, то
мощность от источника колебаний, включенного в плечо I, будет
делиться поровну между плечами II, III и не будет попадать в
плечо IV. Аналогично мощность, поступающая в плечо IV, будет
делиться поровну между плечами II и III и не будет попадать в
плечо I. Это можно объяснить следующим образом.
На рис. 2.13, б показано соединение волноводов в плоскости Е
и положение одной электрической силовой линии в различных се40
чениях. Пунктиром показано поло­
жение плеча I. Силовая линия 1
полны, приходящей из плеча IV, за­
нимает сначала положение 2, а за­
тем расщепляется на две противопо­
ложно направленные линии 3 и "4 в
плечах II и III. Таким образом, фа11,1 фронтов в плечах II и III на оди­
наковых расстояниях от оси плеча
IV будут противоположны, как в
случае последовательного соедине­
ния двухпроводных линий. Разме­
ры и положение плеча I таковы,
что в нем не может распространять­
ся ни одна из составляющих сило­
вой линии 2. Поэтому в плечо I
мощность попадать не будет.
На рис. 2.13, в показано соеди­
нение волноводов в плоскости Н и
положение электрических силовых
линий в различных сечениях. Пунк­
тиром показано положение плеча
IV. Электрические силовые линии
/ волны, приходящей из плеча I,
снимают сначала положение 2, а
<атем положения 3 и 4 в плечах II
и III. При этом оба волновых фрон­
та находятся в фазе, как в случае
параллельного соединения двух­
проводных линий. Поскольку линии
напряженности электрического поля
параллельны широкой стенке волно­ Рис. 2.13. Двойной троиник
вода IV, то передачи мощности по («Магическое Т»): а — констсоединение в плосрукция; б
»тому волноводу быть не может. кости
Е-,
” в — соединение в
Такой идеальный случай взаим­
плоскости И
ного баланса между плечами I
и IV не будет наблюдаться даже при идеальной симметрии и согпасовании нагрузок плеч II и III, если не будут приняты необхо­
димые меры по компенсации неоднородностей разветвления. Если
мощность подается в плечо IV, то будут иметь место не только не­
однородности, обусловленные самим соединением, но и связанные
г рассогласованием нагрузки на это плечо. Действительно, если
волновые сопротивления всех плеч равны р, то плечо IV будет на­
гружено на сопротивление 2р. Если мощность подается в плечо I,
ю нагрузка будет равна
.
Для обеспечения согласования в месте соединения волноводов
включаются компенсирующие реактивные проводимости. На рис.
41
" 13, (/ показан один из возможных методов согласования. Гори«!
|<>1Г1ильный штырь в плече IV представляет собой компенсирую!
щую индуктивность, а вертикальный штырь — компенсирующую
емкость в плече I. Положение и размеры штырей подбираются экс­
периментально.
§ 2.2. КОАКСИАЛЬНЫЕ НАПРАВЛЕННЫЕ ОТВЕТВИТЕЛИ
[6, 9, 10, 12, 13]
Среди коаксиальных направленных ответвителей преобладают
ответвители с элементами связи, обладающими резко выраженной
собственной направленностью. Различаются ответвители с рас­
пределенной связью и с сосредоточенной связью,' когда размеры
элементов связи много меньше длины волны.
Необходимо отметить,
иг
что ответвители на коак­
сиальных линиях
изучены, чем oi
на волноводах.
это относится к ответви­
телям метрового диапа­
зона. Это можно объяс­
нить тем, что основные
принципы построения на­
правленных ответвителей
становятся непригодными
при увеличении рабочей
длины
волны из-за зна­
Рис. 2.14 Коаксиальный ответвитель Бете:
увеличения
Р1— волновое
сопротивление
основной линии; чительного
Р2 — волновое сопротивление вспомогательной линии; габаритов,
уменьшения
•— согласованная нагрузка
надежности и стабильно­
сти ответвителей.
Коаксиальный ответвитель Бете относится к типу ответвителей
с сосредоточенной связью. Конструктивно ответвитель представ­
ляет собой две коаксиальные линии, развернутые друг относи­
тельно друга на некоторый угол и имеющие общее отверстие свя­
зи (рис. 2.14).
Принцип действия коаксиального ответвителя Бете аналогичен
принципу действия волноводного ответвителя, рассмотренного в§2.1. Поскольку в коаксиальных линиях используются волны типа
ТЕМ, для которых
= А,,, то выражение (2.30) приобретает вид:
cos Н = -J,-, Н = 60°.
Таким образом, направленность коаксиального ответвителя
Бете не зависит от частоты. Переходное ослабление при выполне­
нии условия максимальной направленности определяется по фор­
муле
С = 20 lg
42
3 (O 2_rf2).X
84
(2.54)
I ю £) — внутренний диаметр внешнего проводника конксп л./н.ц<1Й
линии;
д — диаметр внутреннего проводника коаксиальной линии;
//о — диаметр отверстия связи;
б — толщина общей стенки.
Необходимо помнить, .что все сказанное относится к малому,
по сравнению с длиной волны, диаметру отверстия связи
Малые отверстия связи
не позволяют получить
переходное ослабление
менее 35—40 дб.
Для получения от­
ветвителя с переход­
ным ослаблением ме­
нее 35 дб необходимо
5иач ител ьно увел ичиЛ
вать диаметр отвер­
и
стия связи, что приво­
дит к появлению отра­
жений, уменьшению на­
правленности до 8—10
дб, причем угол опти­
мальной направленно­
сти получается отлич­
ным от 60°.
Неоднородность, об­
разованная отверсти­ Рис. 2.15. Петлевой направленный ответвитель:
а — конструкция;
ем, представляет собой
б — эквивалентная схема связанных линий;
последовательную ин­
в — поперечное сечение в области связи
дуктивность,
которая
/ — основная линия; 2 — петля связи
может быть скомпенси­
рована параллельной емкостью. Простейшим способом получе­
ния такой емкости является введение винта в противоположные
отверстию точки основной и дополнительной коаксиальных ли­
ний. Использование больших отверстий связи с компенсацией по­
зволяет получить ответвители с переходным ослаблением 27 —
30 дб и направленностью порядка 30 дб.
Поскольку при больших отверстиях связи угол оптимальной
направленности отличается от 60°, то при конструировании ответ­
вителей Бете необходимо предусматривать возможность регули­
ровки утла между коаксиальными линиями.
Основными недостатками ответвителя Бете являются большое
переходное ослабление (более 30 дб) и значительная частотная
зависимость переходного ослабления. Ответвители такого типа
могут быть рекомендованы в том случае, когда требуется частот­
но-независимая направленность при большом переходном ослаб­
лении.
•13
Направленный ответвитель петлевого* типа схематически пока1.П1 па рис. 2.15, а. Центральный проводник дополнительной линии
III IV располагается внутри основной линии I—II и образует
и«11лю связи, плоскость которой параллельна оси основной линии.
При распространении электромагнитной волны в основной линии
в направлении I—II ответвленный сигнал появится в плече IV
при условии, что плечо III нагружено на согласованную нагрузку.
Но принципу действия такой направленный ответвитель аналоги­
чен двухпроводному направленному ответвителю [14]. Петлевой
направленный ответвитель может быть на эквивалентной схеме
представлен в виде двух линий с волновыми сопротивлениями
pi и р2 и взаимным сопротивлением р12 (рис. 2.15, б). К концам
линий подключены сопротивления 2 Ь z2, 23, z 4. Как показал ана­
лиз таких систем условием развязки между плечами / и III явля­
ется
(2.55)
*4
*2
=Р1 Р2 (!
где /г — коэффициент связи линий, аналогичный коэффициенту
связи двух контуров
/г= 4 ^ .
(2.56>
Нагрузки 21 и 23 могут быть любыми.
Условиями согласования основной и дополнительной линий со
стороны всех видов являются следующие:
¿4 = ^2 = Р1
~ & ()М ',
(2.57)
= г 4 >= р2
ол/..
(2.58)
При этом одновременно выполняются условия развязки проти­
воположных плеч (I—III, II—IV). В выражениях (2.57), (2.58)
отсутствует частотная зависимость. Теоретически такой ответви­
тель обладает бесконечной направленностью для всех частот. Пе­
реходное ослабление ответвителя определяется по формуле
с = 201g < L ~ ^ nc °s 2 e дб,
(2.59)
где (-) — - - /;
/ — длина петли связи.
Из выражения (2.59) видно, что переходное ослабление явля­
ется функцией частоты. Наименьшее значение переходного ослаб­
ления получается при длине петли связи
Z = (2д — 1 ) ~ ,
(2.60)-
где п ■= 1, 2, 3...
* Петлевые ответвители относятся к классу ответвителей с распределен­
ной связью, если длина петли связи соизмерима с длиной волны. Все даль­
нейшие рассуждения будут проводиться в предположении выполнения этого
условия.
44
Нели задан диапазон частот /мин— [макс (А-макс ^ммп)> '
петли, при которой получается минимальное переходное
'Н’нне, определяется по формуле
2« — I
,
I = — —
| Де (/
коэффициент перекрытия диапазона, д =
м ак с
Л мин
(2,61)
.
п 1 относительная ширина полосы получается максимальной.
Для уменьшения габаритов ответвителя длину петли связи
можно брать меньше —^и"-. При этом получается значительная
111111
частотная зависимость переходного ослабления, но сохраняется
широкополосность по направленности.
Расчет направленного ответвителя обычно сводится к опреде­
лению волновых сопротивлений и размеров ответвителя по зад ан ­
ным значениям нагрузок (г ь г 2 , г 3, г 4 ) , переходному ослаблению
((') на краях диапазона.
Д ля ответвителя, поперечное сечение которого в месте связи
показано на рис. 2.15, в, волновые сопротивления определяются из
следующих выражений:
ом,
Р1 = 60 1п
I —V +
р2 = 60 агсп ---- --------— ом,
1+
6 + (V
ь
Р12 , = 60 1п ------,
(2.62)
х;.. ОМ.
Г2
/?. — Г ‘ ,‘ /с
/?
«1
2
к ■
к ’
Отсюда могут быть найдены относительные геометрические
размеры системы по заданным волновым сопротивлениям
где
₽1
4<2 — 2^2
4а2 — 1 ’
с= /
¿1 Ь
где а = - у т т2 р
,
^1
1—2М
2
(2.63)
+
,
Р12_
е
60
’
I
^2 =
<
с1 1 б4-
Проводник дополнительной линии может быть прямоугольным.
II этом случае в выражениях (2.62), (2.63) необходимо величину
/ 2 заменить на гЭф ф=£ + — , где и I соответственно ширина и тол­
щина проводника. Практически формулы (2.62),
(2.63) могут
быть
использованы,
когда
коэффициент
связи
Л <0,2
При более сильной связи
необходимо учитывать
45
II i " ni un ni
«ио приводит к очень громоздким выра........... lloiiiiM\ иПычпп при сильной связи (то есть, когда
I I I pH oii pi.i 111nt i ни геля уточняются экспериментально.
II • фирму.i ('’ (i") видно, что изменение величины g, то есть
. . ............... проводниками, влечет за собой изменение р2. ДопусIII uni oiiiiioha установки проводника
может быть определена
....... i 11О11,ц||||| допустимой величины отклонения волнового сопроIIIII It'llll'l niopil'IHOH ЛИНИИ Др2.
Ч
Е; -
Р2 1 (1 + б)! ■(' - V + 24?) д Р!
120 ’
Е2
' pi '
Отклонение величины р2 от расчетного значения на Др2 поии.1.10 1 направленность за счет рассогласования вторичной линии до
величины
= 201g^á6.
(2.65)
Обычно в конструкциях ответвителей предусматривается регу­
лировка глубины погружения вторичной линии в основной тракт..
Ответвители петлевого типа целесообразно применять на волнах
длиной более 8 см. Пример конструкции петлевого направленного
ответвителя показан па рис. 2.16.
П орядок
расчета
а) определить длину участка связи / из выражений (2.60),
(2.61) или меньше;
б) определить модуль отношения нормированных напряжений
в плечах I и IV—G¡4C = 2 0 lg J -,
(2.66)
С
отсюда
Gu = 10
20
;
(2.67)
в) из уравнений (2.59), (2.67) с учетом (2.61) определить коэф­
фициент связи линий:
k = ... - 14 2
I sin 0 +
■. ;
cos2 0
(2.68)
г) по заданным нагрузкам 2 i = 2 2 и г 3 = 24 определить волно­
вые сопротивления pi, р2 и p i2 из уравнений (2.55), (2.57), (2.58) ;
д) по известным волновым сопротивлениям определить разме­
ры ответвителей на основании выражений (2.63);
е) определить требуемую точность установки проводника на
46
величины
Рис. 2.16. Конструкция петлевого направленного ответвителя:
з
1 — основная линия: 2 — вспомогательная линия; 3 — диэлектрический винт для регулировки
связи; 5 — нагрузочное сопротивление
/
связи:
•основании выражений (2.64), (2.65) по минимально
направленности — £>МИн-
допустимой,
Балансное кольцо (кольцевой мост). Кольцевые мосты,позволя­
ющие распределить высокочастотную энергию генератора поровну
между двумя согласованными нагрузками, могут быть выполнены
в зависимости от диапазона волн и технических требований на
двухпроводных, коаксиальных, полосковых и волноводных линиях..
Балансные кольца на волноводных ли­
ниях в последнее время находят все!
И
меньшее применение, ввиду появления
более удобных с точки зрения габари­
тов, согласования, конструкции, широ­
кополосное™ волноводных мостов,
часть из которых была рассмотрена
выше. Схематично балансное кольцо
изображено на рис. 2.17. Если предпо­
ложить, что источник высокочастотной
энергии включен в плечо I, то до плеча
IV колебания, распространяющиеся в
направлениях Л и Б, пройдут одинако­
Рис. 2.17. Схема балансного вые пути, равные 3/Д, то есть придут)
кольца
к плечу IV в фазе. Следовательно,
создается условие прохождения ко­
лебапий в плечо IV.
плена II пути колебаний, распрост­
раняющихся в направлениях А и Б, отличаются на л, а
фазы — на 2л, то есть вновь имеют место условия, при которых ко­
лебания проходят в это плечо. Путь до плеча III для колебаний Б
будет на
больше, чем для колебаний А, поэтому к плечу III
эти колебания придут с противоположными фазами и энергия в
него проходить не будет. Таким образом, энергия распределится
поровну между плечами II и IV. В плечо III включается согласо­
ванная нагрузка, поглощающая ту часть энергии, которая всегда
■будет иметь место у плеча III ввиду неидеальностп выполнения
схемы.
Аналогичным образом, если источник высокочастотной энер­
гии подключить к плечу II, то равные колебания будут появлять-i
ся в соседних плечах I и III, а в противоположном плече IV ко­
лебаний не будет. Следовательно, в балансном кольце противопо­
ложные плечи I—III и II—IV развязаны.
Чтобы в схеме не возникло отражений, необходимо обеспечить
определенное соотношение между волновым сопротивлением кольца
ро и плеч р (обычно р1= р2= рз = р4:= : р) • Ко входному плечу I ока­
зываются подключенными параллельно две ветви, одна из которых
заканчивается плечом II с нагрузкой R = p, а другая — плечом IV
также с согласованной нагрузкой. Суммарное входное сопротивле­
ние параллельных ветвей у плеча I должно быть равно р, а следо48
вательно, входное сопротивление каждой ветви должно iti.ni. рнп
по 2р. Это будет обеспечено в том случае, если
р0 = у 2р-р — У 2 р.
('-' /(>>
При изменении частоты на ±10% связь между плечами l u l l
или I и IV меняется от 2,75 дб до 3,25 дб, а развязка между плг
нами II и IV не менее 25 дб. При изменении же частоты на 1 20%
связь меняется от 2,5 дб до 4 дб, а развязка — не менее 15 дб.
Шлейфовые направленные ответвители относятся к много
элементным широкополосным системам интерференционного типа.
Наиболее эффективны они в области малых переходных ослабле­
ний (менее 10 дб). Конструктивно шлейфовые направленные от­
ветвители представляют собой две линии передачи (коаксиальные,
Рис. 2.18. Шлейфовый коаксиальный направленный ответвитель:
а — конструкция; б — схема двухшлейфового ответвителя; в — схе­
ма трехшлейфового ответвителя; г — схема трехшлейфового ответви­
теля с измененным волновым сопротивлением основной и вспомога­
тельной линии
волноводные или полосковые), соединенные между собой при по­
мощи двух и более шлейфов (рис. 2.18, а). Расстояние между
шлейфами равно четверти длины волны. Длина шлейфов также
выбирается равной четверти длины волны. При этом условии
переходное ослабление минимально зависит от длины волны.
Принцип действия шлейфовых направленных ответвителей ана­
логичен принципу действия волноводных направленных ответви­
телей с двумя и более отверстиями связи (§ 2.1). Для обеспечения
согласования и идеальной направленности в двухшлейфовом ответ­
вителе (рис. 2.18, б) необходимо выполнение следующего условия:
1—7219
49
где р' — нормированное волновое сопротивление основной и вспо­
могательной линий ответвителя;
р / — нормированное волновое сопротивление шлейфов.
При выполнении условия (2.71) переходное ослабление равно:
С = 201» —— 1—
Об.
(2.72)
V I - ( Р ') 2
В частном случае, когда р /= 1 и р'=
, переходное ослабле­
ние равно 3 66, то есть мощность делится поровну между плечами
II и III при подаче энергии в плечо I.
При увеличении количества шлейфов диапазонность ответви­
теля увеличивается. Для улучшения направленности и согласова­
ния в рабочем диапазоне волновые сопротивления шлейфов сле­
дует брать различными. При этом волновое сопротивление основ­
ной и вспомогательной линий можно не изменять (рис. 2.18, в).
Для обеспечения согласования в трехшлейфовом ответвите­
ле необходимо, чтобы
'
1 +
щ
(
Р2^
— ,
/о 7 Ъ
(2.73)
при этом переходное ослабление равно
1 +
( Ро 1“
С = 2 0 ----- - Д — до.
2р9
(2.74)
Трехшлейфовый ответвитель можно сделать более диапазон­
ным, если изменить волновое сопротивление основной и вспомога­
тельной линии (рис. 2.19, г). Тогда согласование и идеальная на­
правленность будут обеспечены, если
(2-75)
при этом переходное ослабление определяется по формуле (2.74).
В таблице 2.5 приведены результаты расчета трехдецибельных
направленных ответвителей с двумя, тремя и четырьмя шлейфами.
Преимуществом трехдецибельных шлейфовых ответвителей по
сравнению с делителями других типов является их более высокая
направленность и равномерность деления в широкой полосе час­
тот. Недостатки — значительные габариты, неудобство конструк­
тивного выполнения.
§ 2.3. ПОЛОСКОВЫЕ НАПРАВЛЕННЫЕ ОТВЕТВИТЕЛИ
[2, 4, 5, 6, 13]
Наиболее часто используемыми типами полосковых ответви­
телей являются ответвители на связанных линиях и шлейфовые;
широкое распространение получили полосковые балансные
ГН)
01О1
0,707
. 0,707
070'7
1111
2, о а
- -- 1/
0101
1
1
1707
О 1Ц
Схемы ответвителей
Й
#
1
0,990
0,972
0,927
0,795
45,0
37,0
27,4
19,0
0,10
0,12
0,18
0,24
Отношен,
Ков на Направ­ мощност.
•входе ленность, в плечах
(пл. I)
Р , до
II и III,
до
д/ = ± 6%
0,953
0,894
0,833
0,637
Кбв на
входе
(пл I)
32,0
25,3
20,5
1.3,8
Направлен­
ность, 0 ,
до
Д /= ± 1 3 %
0.45
0,49
0,60
0,74
Отношение
мощностей
в плечах II
и III, дб
Т аблица 2.5
I —диэлектрическая пластина; 2, 4 —заземленные пластины (фольгированный диэлектрик); 3 — ди­
электрическая пластина с центральным проводником ответвителя; 5 — штифт установочный
Рис. 2.19. Конструкция полоскового (печатного) четырехшлейфового
направленного ответвителя:
1
Рис. 2.20. Конструкция балансного кольца.
кольца, кольцевые делц^.
ли и т. д. По приищу,
действия полосковые о(.
ветвители и мосты подо,,,
ны тем, которые были оц„,
саны ранее применительно
к коаксиальным Линц,
ям. Различие заключает
ся лишь в типе лини,,
передачи. Методика расчета полосковых шлейф,,,
вых направленных ответ,
вителей
и
балансир
колец аналогична метод,,’
ке расчета подобных
аксиальных систем.
На рис. 2.19 иривер
на конструкция четыре
шлейфового полосковог0
моста, выполненного
печатных линиях. С
лью облегчения констру,.'
ции заземленные пласт,,
ны выполнены из фолы,/
рованного диэлектри Ка ‘
Пример
конструкт
балансного кольца на
лосковых линиях Покаъ
на рис. 2.20.
',<ш
направлен­
и е . 2.21. Одноступенчат ые
ныс ответвители на связанны х линиях
(поперечные сечения и внутренние про­
водники): а —■связь по узким сторо­
нам; б — связь по широким сторонам
Направленные
ответвители на связан^,
линиях
На рис. 2.21 показу,ы
два возм ож ны х слу(,а я
расположения полосой
ответвителях и а свяда
ных линиях. П ервы й >, *
(рис. 2.21, а) назы вает’!,
ответвителем с о связ Ь1о
узким сторонам , а втоА.
(рис. 2.21, б) — ответви­
телем СО СВЯЗЬЮ по цц
ким сторонам. К а к и в с1’0 "
чае петлевых к о аксц а\ У
ных ответвителей 3 , ь ’
имеет место с в я з ь
.„с ь
Ч1а-
5)
.
...... 2.22. Трехступенчатьш
_
направленный
г .
Рис.
ответвитель на связанных линиях: а— внутответвитель
па евя. б — график зависимошс
реннис
проводники;
отношения
к'/к
от общего переходного
отношения------к'/ к „„„
сти затухания
направленного
иИ О го ответвителя
Mil >, го есть энергия при подаче в плечо I будет ответили i вся и
и icio I i, плечо III будет развязано.
При слабой связи, то есть большом переходном затухании (oí
п Об и более), используются ответвители первого типа. Такие oí
ш i кители легче в выполнении. При переходном затухании менее
н дб используются ответвители второго типа, поскольку зазор х
н'жду полосками в ответвителе первого типа получается слишком
милым.
Ответвители на связанных линиях обладают достаточной широкнполосностью. При длине I области связи, равной четверти дли­
ны волны на центральной частоте, переходное ослабление ответши елей изменяется на ±0,3 дб в ±33% -ном диапазоне. Переход­
ное ослабление между плечами I и II равно:
С = 20 lg 6 (2.76)
дб,
k s in О
пссь Н —электрическая длина участка связи,
При / = -7-,
Н = 90 переходное ослабление равно
С = -2 0
дб.
(2.77)
Величина /г — амплитудный коэффициент связи на центральной
частоте, определяемый соотношением
Р + + ~ Р + ~,
₽++ + ₽+-
(2.78)
ЩССЬ
|1И , р+ _ — волновые сопротивления четной и нечетной волн (см.
главу 1).
Волновое сопротивление питающей линии р0 может быть вы­
ражено через р+ + и р+ _ следующим образом:
(2-79)
Ро = Гр-Н- • Р+Обычно известными величинами являются к и р0. Тогда на осно­
вании уравнений (2.78) и (2.79) могут быть найдены значения р+ +
п р+ _.
Р++ = Р о / Ц | ,
(2.80)
Р+ - = Ро ] / Д Д
(2.81)
Для увеличения рабочего диапазона можно применить ответ­
витель, образованный тремя последовательными секциями чет­
вертьволновых линий (рис. 2.22, а). Переходное затухание таких
ответвителей изменяется на±0,5 до, в диапазоне ±60%. Для
обеспечения согласования во всем рабочем диапазоне частот необ­
ходимо выполнение условия:
55
Ро = /
Р++-Р+- = /
Р+ч- • Р+- •
(2-82)
где р+ + , р+ _ — четное и нечетное сопротивления средней секции
области связи;
р'+ + , р'+ _ — четное и нечетное сопротивления крайних, секций
области связи.
Коэффициент связи средней секции £ определяется по формуле
(2.78), крайних секций — по формуле
Л/
=
? + +
~
р
+
-
Р+++ Р+-’
всего направленного ответвителя — ио формуле
Р++ / Р + - У
¿о
Р±- ' Р++'
1
Ь — 2к' + ¿ ( ¿ 'у
“Т — 2£А/+ (А/)2 ‘
(2.84)
Для получения симметричной относительно средней частоты
характеристики переходного затухания необходимо соблюдать оп­
ределенное соотношение между коэффициентами связи Л и &. Это
соотношение зависит от допустимой величины изменения пере­
ходного ослабления в рабочем диапазоне частот. На рис. 2.22, б
приведен экспериментальный график зависимости — —{(с) для
переходных ослаблений от 10 до 30 дб при допустимой величи­
не изменения связи ±0,5 дб. Уравнение (2.84) можно привести к
следующему кубическому уравнению, позволяющему просто опре­
делить значение 6 по известным величинам /г0 и
(2 А _ 1) е
+
(А . _ 2) к - л0 ( У ) 2 = 0.
Ю
(2.85)
Значение четных и нечетных сопротивлений по известным вели­
чинам /г, /г' и р0 могут быть определены по формулам (2.80) и (2.81)
для центральной секции и по следующим формулам для крайних
секций:
| / 1 Н- ЛУ
(2.86)
= Ро V П=~Г’
Р+- = Р о -К г + Т -
<2 -8 7 >
Теоретически направленность ответвителей на связанных ли­
ниях бесконечно большая. Практически же направленность мож­
но получить не более 20 дб в рабочем диапазоне. Ниже приводятся
методики расчета полоскового ответвителя на связанных линиях
со связью по широким сторонам и трехсскциоиного ответвителя56
>| гнязыо по узким сторонам. Заданными являются пергхпцшн
опухание на центральной частоте диапазона — С = 20 1|>к <И>, ча
1101111,111 диапазон Дшн-^/макс, волновое сопротивление ни г.-ионк-П
пиши р0. Схемы предполагается выполнить -в печатном вариапн.
|' I се гь / = 0:
II о р я д о к р а с ч е т а ответвителей со связью по широким сто
рпиам (длина участка связи равна одной четверти длины волны):
1. Из конструктивных соображений выбрать размер (1 (рис.
| ч 1,б) и относительную
диэлектрическую проницаемость диысктрика — ег.
2. Рассчитать длину участка связи I:
'
(2.88)
4 У £г
нс( |, л0 —длина волны в свободном пространстве на центральной
>
частоте диапазона, л0 =
2Х
м и н '?
;
д — коэффициент перекрытия диапазона, 7 =
;
м акс.
МИН
3. Па основании формулы (2.76) определить величину измене­
ния переходного затухания в диапазоне.
4. На основании уравнений (2.80) и (2.81) определить зна­
чение р++ и р.|._ .
5. Определить значение-у-по формуле (1.26).
6. Определить значение $ и Ь из формул .(1.27) и (1.28).
7. Из графиков рис. 1.12 определить значение
и отсюда
ширину полоски — Ж
П о р я д о к р а с ч е т а трехсекционного направленного ответви|сля со связью по узким сторонам:
1. Выбрать размер Ь, диэлектрическую проницаемость мате­
риала £г , рассчитать длину участков связи I по формуле
(2.88).
&
2. Пользуясь графиком рис. 2.22, б, определить значение р - .
3. По известным
и —, определить значение /г па основании
уравнения (2.85) и затем определить значение
4 По формулам (2.80), (2.81), (2.86), (2.87) определить значения
1
I I |- ’ Рч— ’ Рч—Г’ Рч— •
,
Л
5. Определить значения-^-,
по формулам (1.16), (1.17)
или графикам рис. 1.8.
,
В случае полосок конечной толщины расчет геометрических
ра шеров ответвителя слецует производить по таблицам и графи­
кам, приведенным в [13] па стр. 237—265.
Кольцевой делитель мощности представляет собой отрезок ли­
нии передачи с волновым сопротивлением р, выполненной в виде
57
разомкнутого кольца, к' которому подключены 3 отрезка лини!
(рис. 2.23) с волновым сопротивлением р(). Длина половины коль
ца по среднему периметру равна четверти длины волны в полоска
вой линии. К точкам разрыва кольца б и в присоединяется cocpJ
доточенное сопротивление 7?.
Если источник колебаний подключе!
к плечу I, а к плечам II и III подключа
ны согласованные нагрузки, то в силл
симметрии системы мощность будет
литься поровну между плечами II и III,
Чтобы система была согласована со ста
роны входного плеча I, суммарное сопрс
тивление двух четвертьволновых ветве!
включенных параллельно в точке а, доли
но быть равно ро, то есть входное сопрс
тивление каждой ветви должно быть рав
Рис. 2.23. Кольцевой полос-■ но 2р0 . Сопротивление 7? влияния па ра
.боту делителя не оказывает,
nd
ковып делитель мощности
скольку между точками б и в отсутствуй
разность потенциалов. Тогда волновое сопротивление каждой чет
вертьволновой ветви должно быть равно
Р.= /
2
Ро’ Ро = У
2
-р0 -
(2.89
При соответствующем выборе сопротивление 7? плечи II и /// бу
дут развязаны, что можно объяснить следующим образом. Пуст]
источник колебаний подключен к плечу II. К точке в колебания бу
дут попадать двумя путями; через сопротивление 7? и через коль
цевую линию бав. Колебания, распространяющиеся по кольцевой
линии, в точке а делятся на две части: одна часть пройдет I
плечо 1, а другая — через ветвь ав в плечо 111. Чтобы плечи II I
III были развязаны, необходимо величину сопротивления 7? вы
брать такой, чтобы часть энергии, ответвившейся в точке« в ветвь
ав (|К плечу III), была бы равна энергии, пришедшей к плечу 111
через сопротивление 7?. Фазы этих колебаний будут отличаться
л
на л, поскольку пути их отличны на —го (сдвигом фазы на сопро
тивлении 7? можно пренебречь). При равенстве амплитуд и протй
вофазности колебания в точке в будут взаимно уничтожаться I
энергия .в плечо III проходить не будет. Напряжение в точке в
равно нулю и входное сопротивление ветви ав в точке в бесконеч!
но велико. Следовательно, половина энергии из плеча II пройдет
плечо 1, а вторая половина будет рассеиваться в активном сопро]
тивлении К. Поскольку входное сопротивление ветви аб кольцевой
линии в точке б равно 2р°, то и сопротивление 7? должно быть
равно 2р0.
58
При удовлетворении условий (2.89) и (2.90) плечи II и III буду!
развязаны, а вся система согласована при присоединении ко всем
плечам нагрузок, равных волновым сопротивлениям плеч.
Развязка между плечами II и III более 20 дб в 36% диапазоне.
в этом диапазоне не менее 0,8 со стороны всех плеч.
Конфигурация ветвей аб и ав может быть различной, напри­
мер, прямоугольной. Рассматриваемые делители рекомендуется
применять как в сантиметровом, так и в дециметровом и метро­
ном диапазонах волн. В дециметровом и метровом диапазонах в
качестве сосредоточенного сопротивления могут применяться со­
противления типа УЛМ, МЛТ и др.
ЛИТЕРАТУРА
1. А. И. Ах п о з е р . Расчет широкополосных волноводных направленных от­
ветвителей. «Измерительная техника», № 3, 1963.­
2. Г а н д е р с о н , Г а н д а . Расчет полосковых направленных ответвителей.
Зарубежная радиоэлектроника», № 8, 1966.
3. Печатные схемы сантиметрового диапазона. Сборник статей под редак­
цией В. И. С у ш ке, в и ч а. Изд-во «Иностранная литература», 1956.
4. Полосковые системы сверхвысоких ■частот. Сборник статей под ред.
В. И. С у ш к е в и ч а . Изд-во «Иностранная литература», 1959.
5. Р ид- У и л е р . Метод исследования симметричных цепей с четырьмя Ви­
нодами. «Вопросы радиолокационной техники» № 3, 1957.
6. Р у д о л ь ф . Английский патент, класс 40(8), № 8011323,10.09.58.
7. Дж. К. С а у с в о р т. Принцип и применение волноводной передачи.
Изд-во «Сов. радио», 1955.
8. В. А- С о е у н о в, А. А. Ш и б а е в. Направленные ответвители СВЧ. При­
волжское книжное изд-во, Саратов, 1969.
9. А. Т. С т а р р . Радиотехника и радиолокация. Изд-во «Сов. радио», 1960.
10. Техника измерений на сантиметровых волнах, ч. I. Изд-во «Сов- радио»,
1949.
И. Я. М. Т у р о в е р , Н. И. С т р у т и н с к и й . Применение полиномов
Чебышева для расчета ’ступенчатых переходов. «Радиотехника и электроника»,
1.1, № 2, 1956.
'
12. А. Л. Ф е л ь д ш т е й н, Л. Р- Я в и ч, В. П. См и р н о в. Справочник
по элементам волноводной техники. Изд-во «Сов. радио», 1967.
13. А. 3. Ф р а д и и , Е.-В. Р ы ж к о в . Измерение параметров антенн, 4962.
14. А. Г- Э п ш т е й н . Измерительная аппаратура сверхвысоких частот.
Изд-во «Судостроение», 1965.
15. J . ’Horák. Smérove odboénine s vinovoclmi na seba kolmymi. «Slabopromly obsor», № 2, I960. (П—8997).
16. 10—DbXa Cross Luide Coupler «IRE Trans», v MTT—9, № 6, 1961.
ГЛ АВА
III
ПЕРЕХОД Ы
При сочленении элементов СВЧ часто возникает надобность
в применении переходов типа «коаксиал — коаксиал»; «волноводволновод»; «волновод—коаксиал»; «полосковая линия—коаксиал».
Переходы первых двух типов могут быть плавными или сту­
пенчатыми. В таких переходах обычно нет трансформации типа
волны. И плавные и ступенчатые переходы подразделяются на ли­
нейные, экспоненциальные, биномиальные, чебышевские, с мак­
симально-плоской характеристикой и др. Наименования переходов
соответствуют закону изменения волнового сопротивления пере­
хода вдоль его длины для плавного или от ступеньки к ступеньке
для ступенчатого переходов. Линейным ступенчатым называется
переход, у которого изменение волнового сопротивления от сту­
пеньки к ступеньке имеет постоянную величину. Для экспонен­
циального перехода постоянным является процентное изменение
сопротивления от ступеньки к ступеньке. У биномиальных перехо­
дов сопротивления подобраны в соответствии с биномиальным рас­
пределением. У чебышевских переходов сопротивления ступенек
подбираются в соответствии с полиномами Чебышева. Последние
переходы имеют наибольшее распространение, так как позволяют
при равных параметрах получить наименьшую длину перехода.
Это происходит за счет того, что характеристика чебышевского
перехода имеет вид, аналогичный характеристике
полосового
фильтра, то есть согласование происходит в требуемом диапазо­
не, ограниченном с обоих концов, без «запаса», имеющегося, на­
пример, у плавных переходов.
1[еречисленные возможные зависимости волнового сопротив­
ления вдоль длины перехода являются монотонными, то есть про||<, хо/1>1| г изменение волнового сопротивления вдоль длины перехо1.1 и одну <горону (уменьшения или увеличения). Немонотонные
П.Ы11111.П и ( гупеичатые переходы не получили еще распространен
пня ввиду сложности конфигурации этих переходов, л и ...........
можно значительное укорочение длины такого тиин п< . .........
Iкреходы, осуществляющие сочленение линий с различным пич
... ням сопротивлением, называются трансформаторами или i р.»п«
формирующими переходами.
Переходы типа «волновод—коаксиал», «полоска волпопо i
относятся к смешанным переходам, соединяющим однородные
пиши передачи, имеющие разные структуры электромагнитного
поля. Коаксиально-волноводные переходы относятся к наиболее
часто встречающимся, особенно в измерительной аппаратуре.
Требования, предъявляемые к переходам, зависят рт назпаче
пня перехода; в основном они следующие:
качество согласования в конкретном диапазоне частот;
габариты перехода (обычно длина) ;
технологичность конструкции.
При соединении двух однородных линий одного типа (напри­
мер, коаксиальных) с разными волновыми сопротивлениями poi
и (>02 в месте их соединения возникает неоднородность, коэффи­
циент отражения от которой равен Р:
р _ ^отр _ Рр2~ ‘°01 __
^пад
Ро2+
Р
О1
I А? I
Ро2+
(3 1)
Ро1'
i70Tp — амплитуда отраженной волны;
Ппад — амплитуда падающей волны.
Параметром, доступным для измерения, является коэффициент
бегущей волны по напряжению, величина которого связана с коэф­
фициентом отражения следующим образом:
^ = 4^гЯ (3.2)
В случае идеального согласования 7(бв стремится к единице.
Допустимое значение Лфв переходов обычно находится в пре­
деллах 0,70-4-0,95. Такой параметр перехода, как габариты его,
часто является основным, характеризующим приемлемость данного
перехода в разрабатываемом устройстве. Поэтому вопросу умень­
шения размеров всегда придается большое значение. К технологич­
ности перехода также предъявляются серьезные требования. Бо­
лее технологической является та конструкция перехода, которая
обеспечивает требуемые электрические параметры при меньших за­
тратах труда и материала.
§ 3.1. КОАКСИАЛЬНЫЕ ПЕРЕХОДЫ [1, 2, 5, 7, 13]
Конические переходы
При соединении двух коаксиальных линий с разными внешни­
ми и внутренними диаметрами переход может быть выполнен в
виде конической линии. Конической называется линия, образован61
пая двумя конусообразными концентрическими проводниками
имеющими общую вершину (рис. 3.1, а). Такая линия имеет посто*
явное волновое сопротивление и является однородной линией. Вол«
новое сопротивление конической линии определяется по формуле 1
Л И НО Я
138
%
=
Для малых углов (02 <
мает вид:
138 .
рт = —
Г
ом
-
( 3 -3)
10°) формула прини­
©
—2 ом.
01
/о я
(3.4
I
В
Обычно коническую, линию, соединяю*
щую коаксиальные линии с равными вол«
новыми сопротивлениями, строят графичесч
ки. Построение такого перехода привел
Рис. 3-1. Коаксиальная депо на рис. 3.1, б. Внешние проводники
конусная линия: а — схе­ коаксиальных линий соединить прямой ли4
ма; б — приближенное нией под углом 0 к оси коаксиальных ли!
построение конусного не­ ний и продолжить2 до пересечения с осью в
отражающего перехода.
точке О. Угол 0 2 выбирается из допустимой
длины перехода и должен быть по воз»
можности не более 10°. Радиусом ОВ прочертить дугу до пере|
сечения с внутренним диаметром в точке Б. Из точки В
опустить перпендикуляр на внутренний проводник в точке Е.
Отрезок БЕ разделить пополам и найденную точку С соединить,
с точкой О. Отрезки радиусов ОВ и ОС, соединяющие требуемые
диаметры, и составляют проекцию искомого перехода (АВ и Д С я
При механическом выполнении конусных переходов требуется
большая точность выполнения углов, до десятых долей градуса,
так как от этого зависит значение волнового сопротивления.
Ступенчатые переходы
Есть более простой способ создания неотражающего перехода
при соединении однородных линий с равными волновыми сопро­
тивлениями, но разными поперечными сечениями (рис. 3.2, й)1
Этот способ заключается в смещении места скачка внутренних,
диаметров относительно скачка внешних на некоторую величину /,
как указано на рис. 3.2, б.
На рис. 3.2, в проведена графическая зависимость -величины
смещения / от волнового сопротивления и соотношения диаметров.1
соединяемых линий. При этом
является функцией отношения
диаметров
62
Рис. 3.2. Скачкообразное изменение
меров коаксиальной линии: а — без
щения ступенек; б — со смещением
пенек; в — зависимость величины
щения I от соотношения диаметров
диняемых линий.
раз­
сме­
сту­
сме­
сое­
62
Рис. 3.3. Ступенчатые согласующие трансформато­
ры: а — четвертьволновый; б — двухчетвертьвол­
новый; в — чебышевский
В случае соединения коаксиальных линий с разными волнопы
ми сопротивлениями наиболее часто встречаются согласуюш.1111
трансформаторы на четвертьволновых отрезках линии и чебышей
ские ступенчатые переходы. При согласовании в узкой полосе час­
тот проще всего применить четвертьволновый, трансформатор, при
веденный на рис. 3.3, а. Волновое сопротивление трансф орм ируя
щего отрезка линии определяется по формуле
Ртр
роь Р02 ■
— величины волновых сопротивлений соединяемых линий
причем предполагается, что р0 1 и ро2 — чисто активные величины
При применении трансформатора в диапазоне /мин+-/макс. его
длина / т р определяется по формуле
7
2 (1 + 7 )’
где Хо — длина волны на центральной частоте диапазона;
7 =
\ы к с
ин
где Хм а к с , Хмин — длины волн, соответствующие /
м акс
и /
мин.
Полоса частот с заданным рассогласованием может быть определен«
по номограмме рис. 3.4 при известном отношении
• Предполагает»
ся, что р01 > р02 .
В случае применения двухступенчатого трансформатора, пока!
заиного на рис. 3.3, б, полоса частот по тому же уровню рассогла»
сования расширяется, как видно из номограммы рис. 3.4.
Сопротивления четвертьволновых ступеней равны:
ртр —
I
Р02У Ро1’ РО2»
Ртр — г Ро1 В Ро1‘Ро2’
(3 .8 )
( 3 .3
где ртр — волновое сопротивление ступени, примыкающей к ли.ни|
с волновым сопротивлением р02,
ртр — волновое сопротивление ступени, примыкающей к линии с
волновым сопротивлением р01.
Значения волновых сопротивлений р'р и р"
по известном!
перепаду сопротивлений соединяемых линий можно определить по
номограмме рис. 3.5.
■
В случае применения одноступенчатого трансформатора при
согласовании
комплексных входных
сопротивлений
линий
Гг.1
Ф орм улы
(А -1) 2
(А-1) г ^4А5ес г & 1
___ __________
(А-1)2 +4Азес''е : ,
0.2Р02
0,3 —
|р |- 1~к 66.
Схема пользования
П рим ер
Дано:
— 0,05
0,92 — ООО
0.93—
к 5в = 0.8
(\Р \ =0.111)
Ответ
0,94— — 0.03
0,95—
0.9В— — 002
— 1.
Рис. 3.4. Номограмма для определений полосы пропускания согласующих
трансформаторов из четвертьволновых отрезков линий.
и 2 2 =^2Ч-/АЛ2 на одной фиксированной
определяется по формуле
Ртр =
|/
О
V
V
^ Г ^
2
, (^2^1 + Я1Х ) {Х 2 — Х 1)
-1------------------- У ? 2 _ 2/ ?1 -------------------
частоте ртр
/3 1СП
Длина такого трансформатора определяется из соотношения
360-/т р _
5 -7 2 1 9
(/?2
^ 0 Рт р
¿3 11)
65
Ф орм улы
Ртр ~ ^Ро1 2
/о
4 %
^ Г¿ 0 2_
^Р 0 1ро2
Схема пользования
П рим ер
Д ино
Ргр~'^Ра1 Ро2
Р ^ о м .р ^ Р О о м
Ответ.
Р т р -6 7 ом
Р т р - 5 7 ,8 ^ ; р ^
р"
=¿■1000
§
с
|1
г
1'
5аг
Ртр
Г ~!0С0
Р»
Е
Р -5 0 0
— 500
500
— 500
530
—300
300—
— 200
200-
— 100 §
§
§ :
О’
I
100
сз
100—
•а р-
&
4
— 50
-50 «I
■ ё
— 50 §
3;
-1
50—
— 30
<о
М
■20
1
Г
•кз
— ю
&
10
I
I
—5
Г3
— 5
■з
— 5
— зг
£- .
-2
,2
-1
—2
— 1,
6
о
си
5~
3
"о
I
« £■
2 —
1—
Рис. 3-5. Номограмма для определения волновых сопротив­
лений согласующих трансформаторов из четвертьволновых
отрезков линий
где Л— длина ВОЛНЫ, ДЛЯ которой производится И)1 I |М1Н |||||'
В случае согласования сложной зависимости комп н 1ц н*и ..
входного сопротивления 2 П = 7? + /Х в диапазоне часто! < сопронш
1СНИеМ ОДНОРОДНОЙ ЛИНИИ Необходимо ПРОВОДИТЬ ИССЛСДОШПНН Ш
лисимости ¡2П от частоты и определить возможность согласопшнш
доопределенного уровня коэффициента отражения в диапазоне '1,1
гтот. Подобные задачи встречаются при согласовании сопротиплг
пня детектора, помещенного в коаксиальный держатель, с лпппгп
передачи. Согласование возможно трансформаторами в виде отрез
ков линии при помощи последовательных или параллельных шлей
фов.
При расчете чебышевского ступенчатого трансформатора не
ходными данными обычно являются волновые сопротивления соч
леняемых линий р0 1 и р02 и допуск на рассогласование — /Сов в
диапазоне частот /минН-^макс- Требуется определить минимально
возможные габариты ступенчатого перехода, удовлетворяющего
поставленным требованиям, то есть требуется определить число
ступеней /V, волновые сопротивления каждой ступени рп и их
ну /п (рис. 3.3, в ) .
П орядок расчета
1. Определить перепад волновых сопротивлений
(Ро1 >?02)-
(3-12)
Для коаксиальных линий
(3.13)
R =
П2 — диаметры наружных проводников коаксиальных
линий;
с1ь
— диаметры внутренних проводников
2. Определить требуемую относительную полосу пропускания
\Г :
’
здесь
ма кс
ми н
7
(3.14)
м акс
1 МII н
3. По номограмме рис. 3.6. по известным величинам Д, АР,
Кбв определить требуемое 'число ступеней N следующим обра­
зом: найти точку пересечения линии с заданным значением пере­
пада волновых сопротивлений с перпендикуляром, опущенным из
точки с заданным значением Кдв . Через эту точку
провести
5* 67
—•-------Кбв~коз<рфициент бегущ ей волны
0,95
1—
0,9
0,8
«7
0,6 0,5
ОД
I1 I 1 | Ь ' | ' П | ’ | И 1^ 1 1| 1|11|‘1,05
1,1
1.2
1Д 1,51,5
[ * св'коэффициент стоячей волны
-Отношение кр а й н и х частот
Р-коэффициент отражения
Формулы
&Р= - 1--от носит ельная полоса
2Т
О
Схема пользования
?макс
'*св
----Л /.
Сг ( ^ ^ ) -Т „ ( Х )
где Т,.(х) -полином
Чебышева Н-го порядка,
1-
-
С < х^ ~ (1 - Л б)
?мин
Пример
Дано:
Р/Н_ ,
Рог '
N *5
Ответ:
'ч
х=
?макс
—
й р= 0,6 2
—
Рис. 3.6. Номограмма для определения полосы пропускания
чебышевских трансформаторов
Горизонтальную линию до пересечения с прямыми, соответствующи­
ми разному числу ступенек, и выбрать минимальное значение IV,
ыщспечивающее требуемое значение относительной полосы про­
пускания /\Р.
,
4. Длина каждой ступени /п определяется по формуле (3.6).
5. Общая длина перехода определяется числом ступеней N и
равна:
(3.15)
6. Волновые сопротивления каждой из ступеней определяются
по номограмме рис. 3.7 ню известным величинам Я и ДЕ следую­
щим образом.
Выбрать кривые, соответствующие найденному ранее значению N .
11а этих кривых найти и спроектировать на ось ординат точки с тре­
буемым значением АД и соединить полученные таким образом новые
гочки с заданным значением
(левая шкала). В точках пересечения
<редней шкалы определить значения
_РА
и
Рог
Р01
(Л
р,2 \ Рог '
=
р ° '')
р„ / '
Значения — определяют величины волновых сопротивлении половины
числа ступеней, примыкающих к линии с волновым сопротивлением
р0.,, значения — — к линии с волновым сопротивлением р01. При N
нечетном волновое сопротивление средней ступени не зависит от N
и равно р0 = 1 /ро1'РО2 или определяется по номограмме рис. 3.5. Если
согласуемые линии имеют одинаковый диаметр внешнего проводника
/), то по формуле
р,2 = 1 3 8 ^ - ^ ;
а
п = 1, 2, ..., N
(3.16)
п
определяется диаметр внутреннего проводника ¿/п Если согласуемые линии имеют различные диаметры внешнего
проводника, то'внеш ний диаметр трансформатора выбирается
произвольно, исходя из конструктивных соображений.
§ 3.2. ВОЛНОВОДНЫЕ ПЕРЕХОДЫ [1, 4, 6, 13]
Переходы между двумя прямоугольными волноводами с раз111чными размерами, как и коаксиальные, могут быть выполнены
плавными или ступенчатыми. Каждому из перечисленных в § 3.1
коаксиальному переходу соответствует аналогичный волноводный.
Плавные волноводные переходы выполняются обычно в виде
конуса, расширяющегося вдоль широкой или узкой сторон, или по
обеим сразу. Д лина перехода берется кратной длине волны в вол­
новоде (порядка (2—3) Ав).
69
Схема
пользования
Пример
Д а но :
¿6=0.62
Н=5
Рог" 1 0 0
/1 ,= го о о м
- .1 2
Ъ - 2)
02
Ответ
Р 1 =Ю7.5 огл
р 2 = 122 ом
р ^ б Ь ом
Р 5 = 186 о м
Примечание
На шкалах б р ат ь :
Рп
р - ^ - д п я п -х ступе
-1 1
^
3
Н=4 р
Н~6 р
Г 12
^ ^ Р
,.
1 .
Л, Л
р о]
: ^
I
ней слаба от середи
ны
2 )- - д л я п х с т у р 01
Гп
пеней спраба от се
редины: для средних
йР =
-относительная полоса
.Pf.pi ступеней (при Н - ,
2 То
' н ечетном)р 0 =Урс ,ро п
Рис. 3.7. Номограмма для определения волновых сопротивлений сту­
пеней чебышевских трансформаторов
i к •i
Ступенчатые переходы имеют, как указывалось и § .1 I
мнюразиое изменение волнового сопротивления персдшоик б ш
ппп. Если при скачкообразном сочленении отрезков Konnrii.uii.ni.i
i.... ш условием отсутствия отражения ¡в месте стыка яп л я ек я рп
пепсгво характеристических (.волновых) сопротивлении, то при
•"членении прямоугольных волноводов (рис. 3.8,6) таким услоин
•'м является равенство эквивалентных
сопротивлений. 11рп
по ¡душном заполнении прямоугольного волновода и для воли
nina Н 10 эквивалентное
противление
рассчитывается ио
формуле
i |,с ¿i, b — размеры широкой и узкой стенок волновода;
Хо — длина волны в свободном пространстве.
На рис. 3.8, а показан чет­
вертьволновой
трансформатор
при неизменном размере широ­
кой стенки. Используя понятие
)1<вивалентного
сопротивления,
размер Ь' трансформатора мо­
жет быть найден из выражения
Ь' = | byb., ■
(3.18)
Длина трансформатора равна
¿тр — д •
Для ступенчатого перехода в
ll -плоскости (рис. 3.8, в) пере­
пад волновых сопротивлений оп­
ределяется равенством
/? = X
л
(3.19)
ип
I де Хв о - длина волны в узком
волноводе;
/.пг2 — в широком.
Длина ступеньки определяет­
ся по формуле
/
_
¡-а —
А в'го
4
,
где Лвпо ~ длина волны в н-ом
волноводе на центральной час­
тоте диапазона.
Рис. 3.8. Ступенчатые переходы
между двумя прямоугольными вол­
новодами: а — одинаковой шири­
ны; б — с различными сечениями;
в — одинаковой высоты
71
§ 3.3. ПЕРЕХОДЫ С КОАКСИАЛЬНОЙ ЛИНИИ НА ВОЛНОВОД
[1, 2, 3, 74-13]
Исходя из условий /возбуждения в волноводе волны с полем
определенной конфигурации можно выбрать элемент связи с ко­
аксиальной линией. На практике обычно волноводы применяются
для передачи основного типа волны Н\ 0. В данном разделе будут
рассмотрены переходы с коаксиальной линии на прямоугольный
волновод, в котором существует волна этого типа.
а>
8)
Рис. 3.9. Волноводно-коаксиальный переход зондового
типа: а — схема; б — конструкция:
1 — коаксиальная линия; 2 — волновод; 3 — зонд; 4 — согла­
сующая втулка.
Простейшим переходом с коаксиальной линии на волновод яв­
ляется переход зондового типа (рис. 3.9, а). Параметры такого пе­
рехода зависят от смещения <7 зонда, возбуждающего волновод, от
средней линии волновода, от длины зонда /г и от расстояния / от
зонда до заглушки. Настройка перехода осуществляется путем под­
бора этих размеров.
72
На рис. 3.9, б приведен пример конструкции волноводпо-коакси
ального перехода зондового типа. Особенность этой конструкции
в наличии согласующей втулки из диэлектрика, улучшающей диа­
пазонные свойства перехода. Ков такого перехода не хуже 0,7 в.
30 %-ной полосе, частот.
Рис. 3.10. Волноводно-коаксиальный переход
поперечной опорой:
с
1 — коаксиальная линия; 2 — плавный переход; 3—вол­
новод; 4 — поперечная опора.
Разновидностью переходов зондового типа являются переходы
типа АД-111 и АД-112, применяемые в стандартной измеритель­
ной аппаратуре (рис. 3.10). В литературе они называются пере­
ходами с поперечной опорой. Поперечная опора 4 служит для по­
вышения механической прочно­
сти перехода. Поскольку опо­
ра перпендикулярна линиям Е
основной волны в волноводе,
то она мало влияет на поле в
волноводе. Настройка перехо­
да осуществляется, как в обы- '
ином зондовом переходе, пу­
тем регулировки размеров /и/г.
Для получения хороших ха­
рактеристик коаксиально-вол­
новодного перехода в широком
Вид гю к
диапазоне частот (например,'
во всем рабочем диапазоне
волновода для волны Яю) ис­
пользуются ступенчатые чебы­
шевские переходы. Для умень­
шения длины каждой ступень­
ки ступенчатого перехода ис­
пользуются секции П-образного волновода (рис. 3.11), так
Рис. 3-11. Волноводно-коаксиальный
как длина волны в П-волновопереход с использованием Ilo6p.ii
дс меньше длины волны в
‘ного волновода
/Л
прямоугольном волноводе с такими же размерами поперечного
сечения. Как уже указывалось выше, чебышевские ступенчатые
переходы позволяют и в этом случае получать оптимальные пара­
метры перехода, то есть при заданном рассогласовании в диапа­
зоне частот минимальные габариты (длину).
Исходными данными для расчета волноводно-коаксиального
перехода обычно являются следующие параметры: допустимое
значение Кдв в опредеденной полосе' частот /минН-Дпакс (соот­
ветственно Лмакс4-%мин), волновое сопротивление коаксиальной ли­
нии роз, сечение волновода аХ Ь .
П орядок
расчета
чебы ш евского
перехода
1. Определить волновое сопротивление волновода с размерами
в поперечном сечении а Х Ь по формуле
^01 -
7 5 4 -¿ -Х в о
-П Т
(3.20)
где а и Ь — размеры соответственно широкой и узкой стопок се­
чения волновода;
л0 — длина волны в воздухе, соответствующая средней ча­
стоте рабочего диапазона, определяется по формуле
X
Л
)
0 —
— 9Z
• д
макс
мин
_1_ >
+ Ам
Смаке +
.мин
ин
7
=
“
М11Н
,
9 +
■
7 >
1
S n iK C
А
Ано —
а
,
__ О)Л
м и. н
длина волны в волноводе, соответствующая Хо
АО
' к ВО ----
2. Определить перепад волновых сопротивлений 7?, подлежа­
щий согласованию:
3. Определить требуемую относительную полосу пропускания
перехода Д734567 по формуле (3.14).
4. По номограмме рис. 3.6 по известным величинам 7?, ЛК,
/\с>и определить требуемое число ступеней „V, как указано в
§ 3.1, п. 3.
5. По найденным величинам ТУ, Я и Л*К и по номограмме рис. 3.7
определить значения волновых сопротивлений каждой из ступе­
ней перехода рп , как указано в § 3.1, п. 6.
6. Следующим этапом в расчете является нахождение конст­
руктивных размеров ступенек, выполненных в виде отрезков
74
11-волновода. Волновое сопротивление каждой ступени р. 111110 им 1
новому сопротивлению соответствующего П-волновода и 10,11.1.11"
равняться расчетному значению на средней частоте дивна юн 1
Длина ступени должна быть равна четверти волны в соотвгн 1
вующем П-волноводе. Так как длина волны зависит от высоты
ступени, то очевидно, что длины ступеней будут разными:
Ро
Отношение
----------- -
а)
Рис. 3.12. Графики для определения размеров П-образного
волновода.
На рис. 3,12 приведено сечение П-волновода и даны обозна­
чения йсех размеров.
7. Ширина выступа 5 в П-волноводе обычно выбирается в пре­
делах:
.
5 = (О, 3-4-0,5) а.
В этом случае наиболее полно реализуются свойства П-волновода: критическая длина волны типа Я 10 наиболее увеличенная
(рис. 3.12, ¿г), а критическая длина волны типа Н 2о не более зн а­
чения в обычном прямоугольном волноводе с размерами аХ Ь .
Значительное увеличение критической длины волны типа Яю озна^
чает, что волновое сопротивление П-волновода будет почти по­
стоянным, так как рабочая длина волны в 1,54-2 раза превзойдет
критическую для волны Я !0 [13].
75
8. Выбрав размер у ,
по графикам рис. 3.12х определить зна­
чения
~о от 0,1
и соот7 до 0.8
7
а П -волновода для значений
¡у
'
нетствующёго отношения сторон прямоугольного волновода у . При
отношении
— = 0 ,4 5
значения
у -
находятся непосредственно'
по графику, приведенному на рис. 3.12, а. Г 1 р И у ,н е равном 0,45,'
отношение — вычисляется по формуле
( 3 -2 1
где л к р — критическая длина волны;
—
— значение ——, найденное на грис. 3.12 л;
\ а >0,45
я
Ь
■
—-----имеющееся отношение сторон волновода;
р 0 — поправочный коэффициент, определяемый по рис. 3.12 6
для заданного значения — и разных значении у .
По полученным данным строится зависимость Хк р ( '= / ( у )
дле,
выбранного значения ~~ и сечения волновода а х Ь .
(1
9. Зад ав ая сь значениями - у от 0,1 до 0,8 и зная для них
значения лк р , определить значения волновых сопротивлений П-волновода по следующей формуле [4]:
.
2-754Щ
о > = -------- 1 - ------- = ------------------------------------ом,
х кр |
' Щ Х Р - р 1 2 + “4 _ С О 5 2 ‘г ’ 2‘)
/Г) о о ч
(3.23)
где р — волновое сопротивление П-волновода, соответствующее задан­
ной величине у ;
ХкР — критическая длина волны, соответствующая заданной величине
<7 ф
Т ’
0! = уЛ —-" и 0 2 = уЛ - - ^ — электрические расстояния вдоль широкой
кр
"
кр
стенки волновода,
зависящие от ширины выступа х и Хк р .
После расчета р для разных значений у
построить
график
зависимости р = / ( у ) .
10 По графику р = / ( у ) определить отношение у •= кп , соот­
ветствующее требуемым значениям волнового сопротивления рп , рас­
считанным ранее в п. 5.
76
Высоты ступеней определяются из соотношений:
d n •— b-kn .
p l 'l )
И. Длина каждой ступеньки 1п берется равной четверти или
■и>г волны в соответствующем П-волноводе:
— критическая длина волны в П-волповоде с волновым со­
противлением р„> определяется по графику
12. Место подключения возбуждающего штыря на первой
ступеньке определяется размером § = 0,55 1\ (рис. 3.11).
13. Диаметр возбуждающего штыря рекомендуется выбирать
равным = 0,14-0,15 а, где а — размер широкой стенки волново­
да. Затем конусным переходом возбуждающий штырь соединяет­
ся с центральным,проводником коаксиальной линии. Волновое со­
противление конусного перехода равно рог, то есть волновому со­
противлению коаксиальной линии.
14. Размер Ь (рис. 3.11) выбрать равным ¿ = (0,84-0,9)— ,
где Д/ — длина волны в П-волноводе, примыкающем к первой
ступеньке со стороны короткозамкнутого конца волновода. Раз
мер (1 последней ступени выбирается из условия: рй>2р02,
где рй — волновое сопротивление этой ступени.
15. Расстояние ¿1 от последней ступени до короткозамкнутого
Рис. 3.13. Конструкция волноводно-коаксиального перехода:
1 — прямоугольный волновод; 2 — коаксиальная линия; 3 — переход из Л-образных
секций волновода.
77
мшца волновода определяется экспериментально и может быть,
ранным нулю.
11а рис. 3.13 дан пример конструкции перехода. 7<с»в .данном 1
перехода не менее 0,7 в 40% диапазоне частот.
§ 3.4. КОАКСИАЛЬНО-ПОЛОСКОВЫЕ ПЕРЕХОДЫ
Часто в устройствах СВЧ бывает необходимым переход от;
полосковой линии к коаксиальной. В этом случае волновые сопро­
тивления сочленяемых линий могут быть или равными или отли­
чаться. Наиболее просто получить широкополосный и хорошо со­
гласованный переход на коак­
сиальную линию при равенст­
ве волновых сопротивлений
обеих линий. При этом следуй
ет .по возможности уменьшит^
возбуждение волн высших ти­
пов и переход. выполнить так»
чтобы искажения поля ТЕМволны было минимальным. В
местах перехода не должно
быть резких изменений разме­
ров, а также конструктивных
элементов, искажающих поле1
ТЕМ-вол мы.
На рис. 3.14 показан ти-1
личный переход с 50-омной
симметричной полосковой ли­
нии с воздушным заполнением
на 50-омную коаксиальную ли­
Рис. 3.14. Конструкция перехода с коак­
нию.
сиальной линии на полосковую:
Внешний проводник коак1 - внутренний проводник полосковой линии;
2 — заземленные пластины; 3 — внешний про­ спальной линии 3 непосредст-]
водник коаксиальной линии; 4 — внутренний
проводник коаксиальной линии
венно присоединяется к зазем­
ленным пластинам 2 полоско-1
вой линии, а внутренний проводник коаксиальной линии 4 подпаи-1
вается к центральному проводнику / полосковой линии.
ЛИТЕРАТУРА
1. А. Л. Ф е л ь д ш т е й н , Л. Р. Я в и ч, В. П. С м и р н о в . Справочник по 1
элементам волноводной техники. Изд-во «Сов. радио», 1967.
2. Е. М. Р о д и о н о в . Линии передачи и антенны СВЧ. Сборник номо­
грамм. Изд-во «Сов. радио», 1965.
3. И. В. Л е б е д е в . Техника и приборы СВЧ. Госэнергоиздат, 1961.
4. Дж. К. С а у с в о р т. Принципы и применения волноводной передачи..!
Изд-во «Сов. радио», 1955.
5. Х. М е й н к е , Ф. Г у п д л а х . Радиотехнический справочник. ГосэнсргоД
из дат. 1960.
78
6. А. Ф. Х а р в е й . Техника сверхвысоких частот. Изд по Соп ра и," I "
/. Г. М е г л а . Техника дециметровых волн. Изд-во «Сов. ридпо« Р»
Я. В. И. В л а с о в , Я. И. Б е р м а н . Проектирование высокочтим пы
.....
р I то. юкационных станций. Судпромгиз, 1961.
9. М. А. Ч е р е м н ы х . ¿Методика расчета широкополосных стунепчп1Ы* ш
<>дов с П-образного волновода на прямоугольные волноводы. «Измсрпп и.пи
I пика», № 2, 1965.
10. М. М. Б е з л ю д о в а . Расчет комплексного входного' сопро!пи.нпнн
I •иксиально-волноводного перехода с диэлектрической оболочкой вокруг иныря
Радиотехника и электроника», № 12, 1964.
11. А. Л. Ф е л ь д ш т е й н , Л. Р. Я в и ч. Проектирование ступенчатых по
Р ,<> 1ОВ- «Радиоэлектронная промышленность», № 19. 1959.
12. А. Л. Ф е л ь д ш т е й н , Л. Р. Я в и ч. Инженерный расчет чебышевских
г г \пенчатых переходов. «Радиотехника», № 1. 1960.
13. Техника сверхвысоких частот, ч. 1. Перевод с английского под ред.
'I II. Ф е л ь д а . Изд-во «Сов. радио», 1952.
14. Т. И. И з ю м о в а , В. Т. С в и р и д о в . Полые и ленточные радиоволиогп ни. Госэнергоиздат, 1960.
Г Л А В А IV
ФИЛЬТРЫ СВЧ
§ 4.1. КРАТКИЕ СВЕДЕНИЯ ИЗ ТЕОРИИ ФИЛЬТРОВ
Фильтры — неотъемлемая часть многих СВЧ устройств. Они
используются для целей разделения и суммирования сигналов с
различными частотами в многоканальных устройствах, в преобра­
зователях и умножителях частоты, для повышения избирательно­
сти приемных устройств, для ограничения спектра передатчика
и т. Д.
Столь широкое применение фильтров в технике СВЧ привело к
большому многообразию их схем и конструкций. Наибольшее рас­
пространение нашли фильтры СВЧ, полученные из низкочастот­
ных фильтров путем замены элементов с сосредоточенными па-,
раметрами элементами СВЧ устройств, обладающих теми же ха­
рактеристиками в определенной области частот.
Фильтры СВЧ, как и фильтры с сосредоточенными параметра­
ми, представляют собой один или. N последовательно соединен­
ных четырехполюсников, избирательно пропускающих определен­
ную полосу частот. В зависимости от полосы пропускания фильт­
ры разделяются наследующие типыфильтры нижних частот (ФНЧ), пропускающие частоты от ну­
ля до частоты среза — (рис 4.1, я ) ;
фильтры верхних частот (ФВЧ), пропускающие частоты от
до оо (рис. 4.1,6);
полосовые фильтры (ПФ), пропускающие определенную поло­
су частот от /_п до / п (рис. 4.1, а );
заграждающие (режекторные) фильтры (ЗФ), не пропускаю­
щие полосу частот от Д_3 до ¡Р3 (рис. 4.1, г).
Практически такие идеальные частотные характеристики не­
осуществимы, поэтому при проектировании фильтров задаются
отклонения от этих идеальных характеристик.
<80
Каждый фильтр характеризуется следующими параметрами
граничные частоты полосы пропускания
f n (для ФНЧ и ФНЧ
частоты среза f i ) ;
граничные частоты полосы заграждения — f - 3, f a;
максимально допустимое затухание в полосе пропускания
/>», дб-
Рис. 4.1. Идеальные частотные характеристики фильтров:
а — Ф Н Ч ; б — Ф ВЧ; в — П Ф ; г — ЗФ.
минимальное затухание на границах полосы заграждения —
дб;
номинальное характеристическое сопротивление, выбираемое
из конструктивных соображений.
В зависимости от предъявляемых требований к фильтру при­
меняются различные схемы фильтров и разнообразное их конст­
руктивное выполнение. У полосовых фильтров наибольшее распро­
странение получили следующие схемы звеньев:
трехэлементная схема (рис. 4.2, а, Т-образная схема);
четырехэлементная схема (рис. 4.2, б, П-образпая схема).
Каскадное соединение этих звеньев образует общую лестнич­
ную структуру фильтра (рис. 4,2, в, г).
Задачей проектирования является обеспечение требуемой поло­
сы пропускания, допустимых уровней затухания в полосе пропус­
кания, обеспечение требуемого динамического диапазона, мини­
мального веса и габаритов, сохранение работоспособности в ухудН—7219
81
шейных климатических условиях, простоты настройки и изготои
•юпия и максимальной надежности.
Существуют два метода расчета фильтров:
по характеристическим параметрам;
по рабочим параметрам.
Рис. 4.2. Схемы фильтров: а —трехэлементная схема звена;
б — четырехэлементная схема звена; в, г - лестничные
схемы фильтров трех- и четырсхэлсментные соответственно.
Все расчеты по характеристическим параметрам являются ча­
стными случаями расчетов ио рабочим параметрам, а следователь}
по, более просты. Метод расчета по характеристическим парамет!
рам применяется в том случае, если допускается значительная
неравномерность характеристики частотного затухания фильтра в
полосе прозрачности. В этом случае фильтр состоит из N одинако!:
вых звеньев. Параметром является характеристическое сопротивле!
ние фильтра, выбираемое из конструктивных соображений и ис|
пользуемое для определения элементов схемы фильтра. По методу
характеристических параметров рассчитывается
трехэлемент«
пая схема (рис. 4.2, а, в), выполненная па коаксиальных линиях и
получившая наибольшее практическое распространение.
Метод расчета по рабочим параметрам позволяет получить за­
данную частотную характеристику фильтра при минимальном чис-З
ле элементов, исходя из условий физической реализуемости. В ка-1
честве рабочих параметров используются следующие: требуемая
полоса пропускания —
максимально допустимое затухание
в полосе пропускания — 6П; минимально допустимое затухание
в полосе заграждения — Ь3. Требуемая частотная характерней
гика затухания аппроксимируется физически реализуемой функ-1
иней, через параметры которой определяются элементы схемы:
фильтра.
Существует несколько способов аппроксимации:
аппроксимация с помощью максимально гладкой кривой, ошн
сываемой полиномом Баттерворса,
аппроксимация с помощью полиномов Чебышева,
аппроксимация с помощью эллиптической функции . .........
Наибольшее распространение получили первые 'им , и............... •
нроксимации.
При аппроксимации с помощью максимально гладкой
(и пн
кой) кривой частотная характеристика полосового <|>плырв и
«
вид, показанный на - рис. 4.3, а (парабола 2 А/-го порядка) II ин I
случае частотная характеристика описывается формулой
( I I)
где
2
с_
А
А
(4.2)
.V — масштабный мно­
житель,
-'-=4 -ж <4-3>
т] — частотная пе­
ременная;
/о — средняя ч ас­
тота д и ап а­
зона;
/V — число звеньев
фильтра;
к — амплитудный
множитель;
// —
=
I ^макс I
К 1“
I Г макс Г
(4.4)
/.м а к с — м аксим аль­
но допустимый коэф ­
фициент отражения в
полосе
свя-.анный с м аксим аль­
но допустимыми по­
терями в полосе про­
пускания ' формулой
5)
Рис. 4.3. Частотные характеристики полиномиальных
полосовых фильтров: а — максимально гладкая;
б — чебышевская.
Ьп = Ю1§1 -
I
Г макс
(4-5)
6* 83
II рн аппроксимации с помощью полиномов Чебышева
пая характеристика имеет вид, показанный на рис. 4.3, б. В этом
случае частотная характеристика описывается формулой
Ь = 101§ [1 + ^ ( 4 ) ]
дб,
(4.6)
где 7> (-у ) — полином Чебышева 1-го рода, ЛГ-го порядка, (2.9)—
(2.12);
N — число звеньев фильтра.
Чебышевские фильтры имеют более крутые склоны частотной
характеристики, чем фильтры с максимально гладкой характери!
стикой. Выбор того или иного типа частотной характеристики оп­
ределяется заданными требованиями к фильтру. По выбранному
типу частотной характеристики и заданным Д.п , /ъ, ¡-з, ?з> Ьп , Ь3 оп­
ределяется число звеньев фильтра N.
Для полосового фильтра число звеньев определяется по форму­
лам:
для максимально гладкого фильтра
N =
где ¿з, ¿ п — коэффициенты передач, определяемые из формул
Ь3 '= 1 0 ^ £ 3 ,
Ьп •= 10
для чебышевского фильтра
(4-8)
4«
Следующим этапом синтеза является определение численных
значений элементов схемы фильтра. Для упрощения методики рас­
чета по рабочим параметрам используется нормализованный рас­
чет, то есть для «прототипа» — фильтра нижних частот (рис. 4.4),
из которого можно получить элементы схемы проектируемого
фильтра.
Элементы «прототипного» ФНЧ для фильтров с максимально
гладкой характеристикой определяются по формуле
£к = 2зш [
■84
(2к
2?у--"'
], к = 1,2... N
(4.9)
Для фильтра с чебышевской формой характеристики элементы
прототипа определяются из следующих выражений:
1) для нечетных N — г = 1,
для четных N — г = /7г2
,
2) 3 = 1п (сМ
,
где Ьп — максимально допустимая пульсация в полосе пропуска­
ния фильтра, дб (рис. 4.3);
•
Z=1 нечетное N
г
четное N
Рис. 4.4. Схема прототипа фильтра нижних частот для чет­
ных и нечетных N.
3) 7 —sh (gTv)’
4) a K = sin [
5)
.
], k,= 2 ,3 ... TV;
= T2 + s i r f ( Í i ) ;
z? \
(4.10)
2c¡i
6) gi = - ф
7) «»•=
Д-Д".. ■ k = 2, 3 ... N.
к— 1 ^K —1
Приведенные формулы выведены при следующих предположе­
ниях:
Сопротивление нагрузки в левой части схемы равно 1 ому.
2. Первый элемент gi — шунтирующая емкость в фарадах,
последовательные элементы — индуктивности в генри.
3. Сопротивление г в правой части схемы равно 1 ому для
всех рассматриваемых случаев. Исключение представляют чебы­
шевские фильтры с четным N.
.
Элементы схем других фильтров определяются через ii.nieci
ni,ie элементы прототипа путем соответствующих преобри вши
нпй. Формулы для этих преобразований разработаны i.ir.i 10111
кретных схем.
h
11(н71е расчета элементов фильтра остается задача его реали
1.П11Н1 с помощью элементов СВЧ. Методы реализации фильтров
помощью элементов СВЧ будут освещены в следующих раздела
при рассмотрении типичных схем фильтров.
§ 4.2. КОАКСИАЛЬНЫЕ ФИЛЬТРЫ [1, 7]
Коаксиальные фильтры получили распространение в метровом
дециметровом и длинноволновой части сантиметрового (бола
5 см) диапазонах радиоволн. Наибольшее распространение полу
чили фильтры па коротких отрезках.
В фильтрах на коротких отрезках линий передач используете:
свойство эквивалентности коротких отрезков линий ( / ^ - ^ ) , нг
груженных на сопротивление в несколько раз меньше волнового'последовательной индуктивности, а коротких отрезков линий перье
дач, нагруженных на сопротивление большее волнового — парал
дельной емкости.
Фильтры на коротких отрезках выполняются по трехэлементно!
схеме звена (рис. 4.2, а, в).
Расчет коаксиальных фильтров производится методом харак
теристических параметров, то есть выбирается характеристике
ское сопротивление фильтра из условия конструктивной реализа
ции элементов, определяются элементы схемы фильтра и геомет
рпческие размеры.
Фильтры нижних частот на коротких отрезках состоят из пс
следовательно соединенных отрезков линий передач с высоким 1
низким волновым сопротивлением. Конструктивно ФНЧ представ
ляют собой жесткую коаксиальную линию, внешний проводки:
которой выполнен из латунной трубы диаметром П (рис. 4.5)
Внутренний проводник фильтра, работающего в сантиметрово?
диапазоне волн, представляет собой латунный стержень, состоя
щий из отрезков разного диаметра ¿/1 и с12 (рис. 4.5, а), в децимет
ровом и метровом диапазонах воли отрезки проводника с меньшш
диаметром заменены спиральными линиями (рис. 4.5, б).
Каркас спиральной линии и диэлектрическая втулка межд'
внутренним и внешним проводниками коаксиальной линии (па
раллельная емкость) изготовляется из высокочастотных Диэлект
риков с малыми потерями типа ПТ, полистирола, фторопласта-^
и т. д. Эквивалентная схема звена фильтра с достаточной дл:
практики точностью может быть представлена схемой фильтр,
нижних частот типа К, собранного по Т- или П-образпой схем'
(рис. 4.5, в, г.).
Показанный па рис. 4.5, а фильтр имеет Т-образную схем'
звеньев. Отрезки линий длиной 1Ь с большим волновым сопротив
лением рш (рис. 4.5, а), и спиральные линии (рис. 4.5, б) эквива
лентны сосредоточенным индуктивностям, отрезки линии длино!
/2 с малым волновым сопротивлением рог—емкостям.
86
Законы изменения характеристических сопротивлений для Т|| 11-образных фильтров различны и показаны на рис. 4.5, в, г.
Для обеспечения наилучшего согласования 2 хар фильтра с со­
необходимо,
противлением нагрузки Z n в полосе частот от 0 до
||обы 2 0 было равно:
для Т-образного звена 2 0 1,412„,
(4.И)
7
•
(4.12)
для 11-образного звена 2 0 ~
Рис. 4.5. Фильтр нижних частот: а — ФНЧ сантиметровых волн;
б — ФНЧ дециметровых и метровых волн; в — зависимость 7 х а р
от частоты для Т-образной схемы; г — для П-образной схемы
Величины емкости и индуктивности звена связаны
чп соотношениями:
£г = 20 гн,
с
= Д г ? Ф-
следующи(4-13)
(4-14)
87
Граничная частота
и сопротивление 2 0 равны:
(4.1М
(4.161
Элементы звена связаны с конструктивными размерами следую»;
щи ми соотношениями:
(4.17)
здесь У1, У2 — скорости распространения волн в линиях ро ь
для фильтра рис. 4.5, а:
риг
= 3 - 10 10
П орядок расчета
1. Задаться величиной сопротивления 2 0 на основании уравне­
ний (4.11), (4.12).
2. Определить величину индуктивности звена £ по формуле
(4.13).
3. Выбрать размер О.
В сантиметровом диапазоне волн рекомендуется П= (8—14) мм,
в дециметровом и метровом диапазонах — до 20 мм. Если средняя
мощность, пропускаемая ФНЧ, несколько десятков ватт, то реко­
мендуется £>= (18—20 мм). '
4. Определить размеры-индуктивности:
а) для ФНЧ сантиметрового диапазона волн (рис. 4.5, а) оп­
ределение размеров индуктивности производится в следующей по­
следовательности. Выбрать величину волнового сопротивления ли­
нии роь Величина р0 1 выбирается как можно больше, она ограни­
чивается конструктивными соображениями.
Рот (100 — 110) ом..
Определить диаметр с1у , из соотношения
Рот 1381.Ц—
Длину линии /1 определить из формулы (4.17). При этом
выполняться условие
Ху
8 ’
здесь
88
—длина волны, соответствующая /л;
должно
i>) для ФНЧ дециметрового и метрового диапазонов поли
(риг. 4.5, б).
Выбрать размер d:
d = (0,4 — 0,8) D,
пн малых L (менее 0,1 м кгн)
d = (0 ,3 -0 ,6 )0 .
Пыпрать шаг h:
0 ,1 5 -0 ,0 5 .
'It-M больше /г, тем меньше точность расчетов.
Определить длину /ь и количество витков п спирали из формул
Lт
|десь d — в
Il —
~
\C r\-n-dy
l L +0,45d
м кгн
>
в
ZL = (/г — 1) А,
/д > 6 мм.
Диаметр провода спирали d x выбирается в пределах 0,3—0,8 мм..
Чем больше диаметр провода, тем больше собственная доброт­
ность звена Q и больше средняя пропускаемая мощность. Однакоприменять слишком толстую проволоку (более 0,8 мм} неудобно
конструктивно.
5. Определить величину емкости звена для фильтра рис. 4.5, а
по формуле (на основании 4.15, 4.17)
С = 3,38— V
(4.19)
Pol 1\
здесь Лц и Zj измеряются в см, р01 — в омах.
Для фильтра рис. 4.5, б емкость определяется из выражения
(1.14).
6. Определить размер /2 на основании выражения (4.18).
Z$=
(С — С Г1ар) Ig у - мм,
(4.20)
|дссь С измеряется в пф, /2 — в мм, Спар — паразитная емкость,,
образующаяся за счет краевого эффекта, Сп а р~0,ЗС, пф.
Размеры D и d 2 выбираются из конструктивных соображений.
Г'.сли размер Z2 окажется конструктивно невыполнимым, необходи­
мо задать другие размеры О и ¿Z2 и повторить расчет.
7. Определить затухание а за полосой пропускания (на частоте/з) для одного звена по формуле
а = 17,37 arch -4- дб.
(4.21)
о
89
8. Определить число зве­
ньев
фильтра
П=
,
здесь ¿>3 — требуемое зату­
хание фильтра на частоте
дб.
При изготовлении фильт­
ров точность выполнения
диаметра б 2 должна быть
более высокой но сравне­
нию с точностью выполне­
ния остальных элементов
фильтра. Для обеспечения
технических требований обы­
чно достаточно изготовлять
б2 по второму классу точно­
Рис. 4.6. Частотная зависимость характери­ сти, остальные элементы —
стического
сопротивления
полосового по третьему.
фильтра
Полосовые фильтры на
коротких отрезках линий передач используются для полос пропус­
кания от 2 до 20—30%. Наибольшее распространение получила
трехэлементная схема (рис. 4.2, а, в). Характеристическое сопро­
тивление звена фильтра имеет вид, показанный на рис. 4.6, и опре­
деляется по формуле
2„Р =
где
-% ),
(4.22)
Х т — номинальное характеристическое сопротивление фильтра
на средней частоте полосы пропускания (рис. 4.6);
тс = — — - коэффициент перекрытия диапазона;
х —
------- нормированная текущая частота;
' —п
$ - п , / п — нижняя и верхняя частоты полосы пропускания фильтра
(рис. 4.3).
Конструктивно (рис. 4.7, а) такой фильтр выполняется в виде
жесткой коаксиальной линии, внешний проводник которой выпол­
нен из латунной трубы с внутренним диаметром В. Внутренний
проводник составлен из набора стержней, разделенных диэлект­
рическими шайбами, образующими последовательную емкость С\.
Такую конструкцию можно использовать в диапазоне до 30 см.
На более длинных волнах размер /ь становится большим и габа­
риты фильтра значительно возрастают. Поэтому в метровом и де­
циметровом диапазонах индуктивность выполняется в виде спира­
ли, намотанной на каркас из высокочастотного диэлектрика (рис.
4.7, б).
90
а)
Рис. 4.7. Полосовым фильтр на коротких отрезках линий пе­
редач: а — конструкция звена фильтра в сантиметровом ди­
апазоне; б — конструкция звена фильтра в метровом и де­
циметровом диапазонах воли.
П орядок
расчета
1. По заданным граничным частотам и коэффициенту перекры­
тия выбрать значение номинального характеристического сопро!явления 2 т в соответствии с табл. 4.1.
2. Определить элементы схемы фильтра (рис. 4.2, в) по следу­
ющим формулам:
т
г,
= ;--------—
Щ'— 1)гд_ Р
т
/г
«—1
р
1—
к2
9
’
(4-23)
к “ 1
&
'<2 2 т 2^_ п Ф'
(4.24)
с 2 ф,
(4.25)
91
|/|гс1. С\. - параллельная емкость звена фильтра;
С’| — последовательная емкость;
— в ом;
Д_п — в гц.
Т аблица 4.1
Коэффициент
перекрытия,
к
Рабочий диапазон длин волн
Метровый (30 см — 3 м)
Дециметровый (10—30 см)
1,024-2,0
1,02-4-1,10
1.10—1,30
1,02-г-1,05
1,05-4-1,10
более 1,10
Сантиметровый (3—10 см)
•Хш, ОМ
50
7--10
154-25
14- 2
4-н 7
более 74-10
(до 154-20)
3. Определить размеры индуктивности звена;
а) размеры индуктивности фильтра (рис. 4.7, ¿г), работающего
1 "
в коротковолновой части диапазона СВЧ (до 30 см), определяют­
ся следующим образом:
,
/д
.
ЗОЛ
= — ■ СМ,
Р01
'
здесь Л — индуктивность звена, см;
ро1 — волновое сопротивление линии, образующей индуктивность;
138 .
О
Р01
ОМ,
&гх. — относительная диэлектрическая проницаемость линии,
образующей
индуктивность;
. .
.
. обычно 8гЬ=1 (воздух).
Рекомендуемые геометрические размеры приведены в табл. 4.23
б) размеры индуктивности, выполненной на спиральной
линии (рис. 4.7, б), приближенно рассчитываются по формулам
для однослойной цилиндрической катушки.
Задаваясь размерами спиральной'линии на основании табл. 4.2,
определить из формулы
£
=
10“ 3 (тгтг£)2
;Л + 0,45^
м кгн
-
(4-27)
Здесь /г — число витков спирали, ¿/ — в см, 1ь— ъ см,
1Ь = (п - 1) 7г.
Остальные величины показаны на рис. 4.7, б.
3. Определить размеры последовательной емкости по формуле
плоского конденсатора:
7 .1 0 - 3 .«
(4 -4 )
Н ■— — —— с тг----------ММ
1
(4.28)
|десь Н, ¿С и ¿¿з даны в мм, С] — в пф, ег г — относительная ди <н
ктрическая проницаемость материала между обкладками ымишн
гатора.
Размер ¿¿2 ¡выбирается в соответствии с табл. 4.2.
Т аблица 4 . 2
Размер индуктивности, м м
8
¿1 = 1 , 5 - 2
(3—10 см)
10
ск = 2 —2,5
Дециметровый (10—20 см)
10
¿1= 2-5-2,5
8
спиральная линия
<¿=3
¿ ! = 0 ,5
(20—30 см)
Метровый
10
спиральная линия
¿= 4
¿ 1 = 0 ,3 —0,7
7г^>о?1
14
.
¿ 2 ММ
Рис. 4. 7, а
<Сантиметровый
V,
мм
5-5-6
7 -8
7—8
6
Рис. 4. 7, б
Рабочий диапазон волн
¿ = 6 —8
¿! = 0 , 3 - 0 , 7
4. Определить размер параллельной емкости 1с2 по
для цилиндрического конденсатора:
^ = ^ - 1 ё ф ( С , - С „ ар )л(лг ,
8
10—12
формуле
(4.29)
где Со — параллельная емкость, пф;
С паР — паразитная емкость, образующаяся за счет краевого эффета (С^) и паразитной емкости отрезка индуктивности
(Сл), пф.
Спар = СС “Ь С^,
с1\ 1
&
/АО \
х > (1\(12А1 п
= 4 г Т > ^ С + ^ 2 ^ ' п — а2 ’
С-30)
'
(4-31)
21"
¿Г
Если размеры /с2 и Н получаются слишком малыми, то необ­
ходимо задаться меньшими значениями
и вновь произвести
расчет фильтра.
93
Г). Гели характеристическое сопротивление £ т не равно вол*
новому сопротивлению фидерного тракта р0, то необходимо проиИ
вести расчет согласующих трансформаторов.
В зависимости от перепада согласусмых сопротивлений и рабо
'кто диапазона частот для согласования применяются одночет»
вертвволповые, двухчетвертьволновые трансформаторы (см. § 3.1)
и ФНЧ.
*
При малых коэффициентах перекрытия к<1,1 в сантиметровом
и дециметровом диапазонах при соотношении ~ С 5 — 6
при­
меняются одночетвертьволновые трансформаторы; при
> 6 -4 -1 0
в сантиметровом диапазоне применяются двухчетвертьволновые
трансформаторы, в метровом диапазоне — согласующие ФНЧ.
При этом характеристическое сопротивление ФНЧ берется рав­
ным требуемому сопротивлению трансформатора.
-¿-тр— Г АРо=
/
0
1,412 тр — для Т-образного звена ФНЧ,
~
/7-о ~
'
для П-образного звена ФНЧ,
1 41
— характеристическое сопротивление ФНЧ на частоте, стре­
мящейся к нулю,
2ф'= 0,72>.
6. Определить затухание одного звена фильтра на требуемой
частоте заграждения \--л по формуле
где
а .= 401ё ( ] / / 1/<2—Л'2 |
'' . |/с2 — I I
здесь
к =
х
'/.—п
/.'-3
Г -п
(4.32)
№ —I
- коэффициент перекрытия диапазона,
нормированная частота заграждения (рис. 4.3).
7. Определить необходимое число звеньев
N = —а ,
здесь
— минимально допустимое затухание в полосе загражде-1
нпя.
8. Рассчитать затухание фильтра в полосе прозрачности по
формуле
й
,=
1°1ё [1
+
4 ( ^ _ Д
г _ )
2
5 !п
2м
₽
]
I
здесь х — ,------частотная переменная;
/-п
*
7 П — сопротивление нагрузки, (2 н = ри);
94
м
/чар — характеристическое сопротивление фильтра;
р — фазовая постоянная, tg - у — | / ----ут •
'). Рассчитать затухание фильтра вне полосы прозрачности по
формуле
й=^401
8
( / | ^
| +
/ | ^
| )
(4.34)
Конструкция фильтра показана на рис. 4.8.
При констру ¡фо­
Л4 трансформатор
нации
полосовых
фильтров необходи­
мо иметь в виду, что
нем меньше коэффи­
циент
перекрытия
фильтра, тем мень­
ше требования к до­
пускам на элементы,
определяющие
из­ Рис. 4.8. Конструкция коаксиального полосового
фильтра на коротких отрезках линий передач
менение ширины поюсы пропускания,
и значительно увеличиваются требования к допускам па элемеигы, определяющие перемещение полосы пропускания по частот­
ной оси.
§ 4.3. П О Л О С К О В Ы Е Ф И Л Ь Т Р Ы [3, 9, 10, 11]
Полосковые линии передач являются наиболее удобными для
1'онструирования фильтров СВЧ в метровом и дециметровом диа~ т
пазоиах. Применение пе­
А «о1
чатных полосковых схем
.3
позволяет получить мало­
габаритные и дешевые
конструкции
фильтров.
о фазобаЯ скорость
'Волн б линии
При
создании
фильтров
а)
на полосковых линиях
применяются те же мето­
ды, что и при проекти­
ровании фильтров на дру­
гих типах линии передач,
то есть используются не­
которые простые элемен­
ты линий, эквивалентные
Рис. 4.9. Элементы полосковых линий, эк­ сосредоточенным реактив­
вивалентные сосредоточенным элементам:
ностям. Элементы сим­
а — последовательная
индуктивность;
метричных
полосковых
б — последовательная емкость; в — парал­
линий,
широко
использу­
лельная емкость; г — параллельная индук­
емые для конструировативность.
95
нпи фильтров С В Ч , показаны на рис. 4.9. Резонансные элементы
могут быть выполнены с помощью -у и — отрезков. Используя
приведенные на рис. 4.9 элементы, можно осуществить многие схе»
мы фильтров.
Простой многозвенный фильтр нижних частот типа К может1
быть спроектирован с помощью отрезков линий с высоким волно
пым сопротивлением, эквивалентных сосредоточенным индуктив­
ностям, и разомкнутых плеч длиной меньше
, эквивалентных
Рис. 4.10. Схемы полосовых фильтров на связанных ре­
зонаторах: а — с «последовательной» связью; б — с «па­
раллельной» связью с разомкнутыми резонаторами; в —-с
«параллельной» связью с короткозамкнутыми резонато­
рами
емкостям. Методика расчета фильтра аналогична методике расче­
та коаксиального фильтра нижних частот, приведенной в § 4.2.
Для определения геометрических размеров отрезков с требуемым
волновым сопротивлением используются графики рис. 1.4, 1.5.
Простыми с конструктивной точки зрения являются схемы поло­
совых фильтров на связанных резонаторах с «последовательной»
и «параллельной» связью (рис. 4.10). Фильтры с «параллельной»
связью (рис. 4.10, б, в) малогабаритны и просты по конструкции,
особенно в печатном варианте, поэтому они нашли более широкое
применение в технике С В Ч , чем фильтры с «последовательной» свяп.ю между резонаторами. Фильтры с «параллельной» связью пред• I являют собой разомкнутые или короткозамкнутые полуволно­
т.н резонаторы с распределенной электромагнитной связью.
И1
Для анализа фильтрос на связанных линиях иснользуши и по
1ПН11Я об инверторах (преобразователях) сопротивлений (или
приводимостей). Идеальный инвертор обладает свойством четвери,
иолнового трансформатора преобразовывать параллельный кон
|ур в последовательный (рис. 4.11). При помощи инверторов го
противлений эквивалентная схема фильтра на связанных линиях
Рис. 4.12. Схемы полосовых фильтров: а — со
встречными
стержнями с короткозамкнутыми
входными линиями; б — со встречными стерж­
нями с разомкнутыми входными линиями; в — гре­
бенчатый.
может быть представлена обычной лестничной схемой полосового
фильтра (рис. 4.2), расчет которой производится по уже извест­
ной методике.
Дальнейшим развитием фильтров на резонаторах с параллель­
ной связью явились фильтры на стержневых структурах. Конст­
руктивно такие фильтры выполнены в виде ряда отрезков про­
водников одинаковой длины, расположенных параллельно друг
другу (рис. 4.12). Проводники помещаются между параллельны­
ми заземленными пластинами (симметричная схема). Каждый
7—7219
97
из проводников имеет па одном конце короткое замыкание, а ш
другом — холостой ход (рис. 4.12, а, б) или емкость, включеннук
между концами проводнике! и заземленными пластинами (рис
4.12, в). За счет распределенного электромагнитного поля осуще
сгвляется связь между проводниками вдоль всей их длины. Фильт
ры на стержневых структурах более компактны, имеют лучшие
электрические характе­
ристики, чем фильтры
с параллельной связью
(рис. 4.10, б, в). Поэто­
му
в настоящее время
Е
7
в
технике
СВЧ при
б
"
проектировании
полос­
\
X
/
ковых
фильтров
ИС-!
X
N
/
пользуются в основном
фильтры на стержне­
вых структурах. Фильт­
ры, приведенные
на
Рис. 4.13. Образование четвертьволнового резона­ рис. 4.12, а, б, называ­
тора
из полуволнового:
а — полуволновой; ются
фильтрами сс
б — четвертьволновой
встречными стержнями.
Фильтры, приведенные
на рис. 4.12, в — гребенчатыми фильтрами.
При проектировании фильтров с шириной полосы менее 30%
целесообразно использовать гребенчатые фильтры и фильтры со
встречными стержнями с короткозамкнутыми входными линиями
(рис. 4.12, а). При проектировании широкополосных фильтров
(более 30%) используются фильтры со встречными стержнями с
разомкнутыми входными линиями (рис. 4.12, б).
Теория расчета фильтров, приведенная в работе [9], основы­
вается на эквивалентности между фильтрами с параллельной свя­
зью и фильтрами на стержневых структурах. Эквивалентность
этих схем вблизи средней частоты полосы пропускания (.%) очевид­
на из рис. 4.13.
При расчете фильтров на стержневых структурах, как и для
фильтров с параллельной связью, используются инверторы сопро­
тивлений (проводимостей), через которые определяют сначала
собственные Ск /е, нагрузочные Ск 8 и взаимные емкости стержней
Сю к+1/е, а затем и геометрические размеры стержней. Ниже при­
ведена методика расчета фильтров на стержневых структурах по
заданным требованиям.
Д ля удобства расчетов процесс проектирования разделен на три
этапа:
Выбор схемы фильтра и определение его основных характеры
стик.
Определение электрических параметров стержневой решет*
ки.
Определение геометрических размеров стержневой решетки.
98
I. Выбор схемы фильтра
и определение его основных характеристик
1. Выбирается схема стержневого фильтра в соответствии i
рапсе приведенными рекомендациями.
2. Выбирается форма частотной характеристики на основа
ппи конкретных требований к частотной характеристике фильтра
(формулы 4.1, 4.6; рис. 4.3).
3. Определяется число звеньев N фильтра по формулам (4.7),
( 1.8) и частотные переменные по формулам
/3
/о
r': ! = T
k
г ‘п ~
7
77
(4.40)
(4.41)
/_„, / „ — граничные частоты фильтра (рис. 4.2).
4. По известным р и N рассчитывается частотная характерис­
тика фильтра по формулам (4.1), (4.6).
5. Д ля выбранного типа частотной характеристики по изве­
стному N определяются элементы прототипа фильтра нижних часют по формулам (4.9) или (4.10).
II. Определение электрических параметров
стержневой решетки
К электрическим параметрам стержневой решетки относятся: норС
к
мированные собственные погонные емкости стержней — ,
ные емкости
нагрузоч­
С 7 нормированные взаимные погонные емкости стерж-
Для определения
С
С
С / ■к ’ к + 1 необходимо определить коэффи­
циенты инверторов сопротивлений (проводимостей) / к , К+ Р вспомо­
гательные коэффициенты М, Р и безразмерный масштабный множи­
тель /г.
Формулы для определения указанных величин для схем гребен­
чатых, встречно-стержневых с разомкнутыми и короткозамкнуты­
ми входными линиями будут различными.
Д ля схемы, фильтров с короткозамкнутыми входными линиям и
б0'
где g 0 =
l/o g l« !1 ’
(4.42)
= 1 — для фильтров с максимально гладкой и чебы­
шевской частотной характеристиками при нечет­
ном
7*
99
£—
г
для фильтров с чебышевской характеристикой
при четном ТУ, здесь г определяется из выра!
жения (4.10);
со 1 = 1 — нормализованная граничная частота;
С 0о = — — проводимость нагрузок на входе и выходе фильт­
Ро
ра;
N — число стержней.
I
' к , к+ 1
к= 1 ДО ЛГ-1
Со
Лу , У + 1
_
|/ «
к
(4.43)
£к + 1 '(1 )}
1
_____________
(4.44)
Вспомогательные коэффициенты:
2 ,
+
| К=1 ДО М— 1
/« - /- «
2/0
е,
4
(4.45)’
')=
,
.;
=
+ 1 ],
*(4.46)
где /г — масштабный множитель характеристической проводимо-сти; задается произвольно, но так, чтобы удовлетворялось
равенство:
Ск
2С к, к+1 ¿2^ 5,4
(4.47)
“ — + Т +
[<.= N / 2 для четных N
к = N + 1/2 для нечетных 1\ГОбычно Л « 0,07 — 0,05. •
с
Нормированные собственные емкости ~
на единицу длины ли­
нии
С1 _ 376,7 [
г
V
376,7
£г
Со
100
Где г — абсолютная диэлектрическая проницаемость;
гг — относительная диэлектрическая проницаемость среды.
Нормированные взаимные емкости С к ,к+1/г па единицу длины ли
НИИ
,
'
(4.53)
376,7 Лбо
'к , к+ 1 \
бо
V £Г
К=1 до (Л?—1)
(4.54)
!
(4.55)
Д л я схемы фильтра с разомкнутыми входными и выходными
стержнями:
82
_
■*К, К'+1
Со
к = 2 д о (Лг —3)
I N -2, У - 1
-
1
/
(4.56)
"°*2 _
I
V
Я°
■
4>0)/ ^ к ^ к + 1
(4.57)
^ - 2 ^ + 1
т
м
! со'1 ^2
©1 \ 2 .
2до
(4.58)
(4.59)
рг __ Ц-Ч
Ро ~ 2^о
6
’к
Со
б д -_ 1 _
Сй
'
(4.60)
I К, к+1
К
к = 3 до (Л’- 2 )
бо
1
СО5 (2 £ о -^ .у _ 1 — ^ 2 § д г + 1)
©1
7 ^ - 2 , .'V— 1 —
+
2 д о -^ у + 1
V =
ро
<о! ^
дм^
+1
4§Н .
-'.У -2, У -1
Со
(4.61),
(4-62)
(4.63)
Нормированные собственные емкости С к /г на единицу длины линии:
С , _ 3 76,7
£
~ Т”7г
С1
‘
С
г
=
Н
с
0
^ 7
VВг
I. °»
к
(4.65)
(4.66)
к = 3 до (Лт—2)
376,7
(4.64)
/
(4-67)
101
£
У-£ г
0
(
p.v
| ’
(4.6Н)
Нормированные взаимные емкости на единицу длины:
37(5,7
j//;
( l.h'H
г
3 7 6 ,7
О’к, K-f-1
(4.701
V £Г
к = 2 до (Y—2)
Уа
О . У - 1, Д'
4.71)
е
Д ля гребенчатых фильтров определяются величины:
CÍq |к —1 до Л'
где
+=
Д
Cr’0K ( c tg е 0 + Ор с osee 2 (-)0
г 5
2
Gq (
У
1 = Д ,
О 0 — полная проводимость нагрузочных линий
и G 0K
| G Q 0,0‘2 мо |
— проводимость резонаторных линий, практически выбирают
О ок = 0,0143 лго
V1 к, к+1
О’о
где
(4.74) |
к—1 до (Y—1)
1
1
wi — I.
W =
От Y
“о Г
(4.75)
¿Ov' ^ v + i
Затем определяются емкости стержней:
Со _
£
“
С]
£
Ск
_
|к=2 до (У -1 )
102
_
“
3 7 6 ,7
У ^г
3 7 6 ,7G 0 i Goi
У ^
(о 0
3 7 6
’?
(4.76)
- 1+
Ор i' GyK
У Sf
( О’о
7
От1
Оо
(4.77)
О’о
(4.78) 1
к -1 , к
Со
tg ©о
5
5
3 7 6 ,7бо
01
СК, к+1
,,
---------- ----=
г
|к=1 до (.V—1)
Су
&£г
у_|_1
(4.82)
и
3 7 6 ./6о
(4-83)
Значение сосредоточенных емкостей определить по формуле:
^
К 'К=1
0
до А'
( О0 У
(4.84)
«0
Определение геометрических размеров
стержневой решетки
1. С помощью графиков, приведенных на рис.. 1.11, ПО известным
С^°
I
опредемочениям емкостей — - к ' 1 для выбранной величины
£О
К к р-1
лить расстояния между .всеми стержнями —у — . Одновременно но
другому семейству
графиков, изображенных на рис. 1.10, онредеС^’ .
шть нормированные значения краевых емкостей — к , _к + 1 .
2. Для входных стержней при значительном удалении края зазем-
лепных пластин от внешнего края стержней
I2Я
—— > 1,о
определить
<
'< по графику рис. 1.3.
Рассчитывается ширина стержней по формулам для внугренних стержней:
УТ
_
2
к
(1 - я
Ь' ' 2
для крайних стержней:
(4-85)
= -И > -Я )
(4.86)
ь
3. Размеры нагрузочного конденсатора определяются из формулы для плоского конденсатора:
=
к
г/
где 5 — площадь поперечного сечения стержня;
с! — расстояние между стержнями и заземленной пластиной
(рис. 4.12, в); обычно
(0,03-4-0,05)л,/4.
103
Фильтры на стержневых структурах могут быть выполнены
в печатном варианте, так и на полосковой линии с воздушным
полнением. В метровом и длинноволновой части
диапазона фильтры целесообразно выполнять в печатном вариан­
те. В качестве диэлектрика используются специальные высокоча­
стотные диэлектрики типа П Т, фторопласт, полистирол и т. д.
Рис. 4.14. Конструкция фильтра дециметрового диапазона
встречно-стержневой структуре
на
обладающие стабильным е и малыми потерями. В сантиметровом
диапазоне применение высокочастотных диэлектриков приводит к
значительному увеличению потерь и понижению добротности ре­
зонаторов, поэтому в сантиметровом диапазоне, фильтры обычно
выполняются на полосковой липни с воздушным заполнением.
Пример конструкции фильтра со встречными стержнями при­
веден на рис. 4.14. Встречные стержни выполнены в виде двух
цельнофрезеровэнных гребенок, соединенных с верхней и нижней
пластиной при ¡помощи штифтов и винтов. При конструировании и
изготовлении полосковых фильтров необходимо« строго соблюдать
параллельность стержней и параллельность гребенок (2—3 класс
точности). Расстояние между стержнями должно быть выдержано
ио второму классу точности.
§ 4.4. ВОЛНОВОДНЫЕ ФИЛЬТРЫ [2, 3, 4, 6, 8, 13, 14, 16, 17, IN]
В сантиметровом диапазоне выполнение коаксиальных и полос­
овых фильтров становится затруднительным из-за малых разме­
ров элементов фильтра и жестких допусков. Использование вол­
новодных линий передач для построения фильтров позволяет по­
ручить лучшие электрические характеристики.
В настоящее время существует много типов волноводных фильт­
ров. Наибольшее распространение получили полосковые фильтры
па объемных резонаторах с четвертьволновыми и непосредственны­
ми связями между резонаторами, гофрированные фильтры (фильт­
ры на отрезках линий передач с высоким и низким волновым со­
противлением и переменной длиной) и фильтры на резонансных
диафрагмах.
Ниже приведен расчет и конструкции перечисленных типов
полосковых фильтров.
Фильтры на объемных резонаторах используются обычно при
проектировании узкополосных фильтров с шириной полосы не бо.н'С 10%. Объемный резонатор представляет собой отрезок волно­
вода длиной'’ I, ограниченный с обеих сторон двумя неоднородно­
стями (¡В ). Такой резонатор будет вести себя как и любой коле­
бательный контур. Наиболее ясно это можно представить себе
следующим образом. Если в волновод поместить неоднородность,
например индуктивный штырь, то на определенном расстоянии от
лого штыря (неоднородности) входное сопротивление будет иметь
емкостный характер с той же величиной реактивности п активной
составляющей, равной волновому сопротивлению. Если в этом се­
чении поместить опять индуктивный штырь, то он скомпенсирует
реактивную составляющую входного сопротивления и система
будет неотражающей на рассматриваемой частоте. Условие резо­
нанса такого резонатора:
t g - |^ = 4 ,
(4.88)
где I — длина резонатора;
В ■
— нормированная проводимость неоднородностей;
/■во — резонансная длина волны в волноводе.
Для повышения избирательности фильтров применяются не­
сколько последовательно соединенных резонаторов. В зависимо­
сти от способа соединения резонаторов между собой различаются
фильтры с четвертьволновыми и непосредственными связями.
Четвертьволновой метод связи основан па свойстве отрезков 1= х /4
| рапсформировать сопротивление нагрузки в соответствии с соот­
ношением
9
Z „x =
Д
.
И . 8 ! ’)
11
101"*
I и1 р() волновое сопротивление линии:
/н - сопротивление нагрузки.
( ледовательно, если сопротивление нагрузки состоит из последо»
нательного резонансного контура, то на входе четвертьволновой
линии полная проводимость равна полной проводимости настро«
('иного параллельного контура. Если сопротивление нагрузки параллельный контур, то четвертьволновая линия преобразует его
Рис. 4.15. Представление многозвенной цени параллельными контура­
ми, расположенными через четвертьволновые отрезки
в последовательный контур (рис. 4.11). Это свойство четвертьвол!
новой линии дает возможность представить эквивалентную схе|
му фильтра лестничной схемой обычного низкочастотного фильтра!
(рис. 4.15).
Резонаторные фильтры с х/ 4 связями применяются при ширине
полосы менее 1%. В таких фильтрах для получения заданной по­
лосы пропускания требуются меньшие реактивные проводимости!
связей, чем в фильтрах с непосредственной связью, что приводит!
к более свободным допускам на изготовление фильтров.
Для широкополосных фильтров (с шириной полосы более 1%)|
лучшим является фильтр с непосредственной связью между резо­
наторами. При использовании фильтров с непосредственными свя-1
зями длина фильтра значительно короче фильтра с четвсртьвол-1
новыми связями.
Для расчета фильтров с х/4 и непосредственными связями ис­
пользуют метод синтеза с использованием прототипа фильтра пиж-|
них частот.
106
Независимо от того, используется х / 4 связь пли 1Н’Пи< р I I
ценная, в расчет включаются четвертьволновые I рлШ (|н............г*
(инверторы сопротивлений), при помощи которых экпппн н •...... ..
• хема фильтра может быть представлена лестничной схемой и.....
Iиного фильтра.
В случае непосредственных связей пре­
образователями сопротивлений являются
короткие отрезки линий с включенными реиктивностями. Пример такой цепи приве1сн на рис. 4.16.
Порядок расчета резонаторных фильт­
ров с непосредственными связями.
1. Выбрать тип частотной характеристи­
ки, исходя из заданных допустимых по­
терь в полосе пропускания и минимально
допустимых потерь за полосой пропуска­
Рис. 4.16. Пример
цепи
ния (формулы (4.1), (4.6), рис. 4.3).
преобразования полного
2. Согласно выбранному типу частотной
сопротивления;
характеристики определить необходимое
Ф
= — a ret g
количество звеньев /V по формулам (4.7),
Ро
(4.8). Д ля упрощения расчетов N округ­
лить до нечетного числа.
3. По известному типу частотной характеристики и числу звень­
ев определить элементы прототипа фильтра нижних частот по
формулам (4.9) пли (4.10).
'
4. Определить декремент затухания фильтра
(4.90)
где ХВ1 — длина волны в волноводе низкочастотной границы фильтра,
соответствующая
ХВ2 — длина волны в волноводе высокочастотной границы фильт­
ра, соответствующая / п .
5. Определить реактивные нормированные сопротивления не­
однородностей через элементы прототипа по формуле
Л
, / = 0, 1, 2 ... .V.
(У .
(7 .
(4.91)
,
*¿+1
6. Определить геометрическую длину резонаторов по формуле
=
-----( а г ^ З л у ^ , ¡, + агД ^ 2 х
¿+ 1 ) ] / = 1,2 ...ДО (4.92)
где л в 0 — длина волны в волноводе, соответствующая
+/ о_
Й + /-« .
2
"
107
В конструкции резонатора обычно предусматривается емкое:
ный настроечный винт, расположенный посредине широкой стен
ки волновода. При введении емкостного винта длина резонатор
должна быть уменьшена приблизительно па 10% по сравнению
1
расчетной.
7. По найденным нормированным сопротивлениям неоднород
постей выбрать тип неоднородностей и определить их геометрии«
ские размеры.
в)
г)
Рис. 4.17. Практически используемые индуктивности
для волноводов: а — круглое отверстие в сплошной
перегородке; б — симметричная диафрагма; в—трой­
ка штырей; г—-одиночный штырь в центре волновода.
В качестве неоднородностей (элементов связи) могут быть ис­
пользованы индуктивные диафрагмы, штыри, емкостные диаф­
рагмы. Чаще используются индуктивные элементы связи, так как
они по сравнению с емкостными элементами относительно легко
изготовляются и менее критичны к допускам. Практически приме­
няются четыре формы индуктивностей, приведенных на рис. 4.17.
Физическая конфигурация индуктивностей связи определяет ненагруженную добротность Qo резонатора. Связь через круглое от­
верстие (рис. 4.17, а) позволяет получить наибольшее Qo- Связь,
осуществляемая одиночным штырем, дает наименьшую величину
. QoНаиболее простыми в изготовлении являются фильтры, исполь­
зующие индуктивные штыри, позволяющие отказаться от дорого­
стоящих фрезерных работ, необходимых для создания пазов при
установке диафрагм в волновод. Пайку штырей выполнить значи­
тельно легче, чем пайку диафрагм. Штыри не перекрывают внут­
реннюю полость трубы, что позволяет визуально контролировать
качество внутренней поверхности трубы и процесс пайки. Поэтому
фильтры на индуктивных штырях получили наибольшее распрост­
ранение. Для увеличения Qo резонаторов применяются многоштьг
108
'
i-.iii.ie конструкции: двух-, трех-, четырехштыревые, чаще iic h ii . i i ,
■инея одно- и трехштыревые конструкции.
Но выбранному типу неоднородностей и по известной всличи
н нормированной проводимости определяются их геометриче
|1»пг размеры.
Для одноштыревой конструкции (рис. 4.17, г)
2Хво
В =
1
(4.93)
I це а — размер широкой стенки волновода;
Н — нормированная проводимость неоднородности;
Д
В =
■11 ¿+1
, 1=0, 1 ... .V,
Н — диаметр штыря.
Для трехштыревой конструкции (рис. 4.17, б) при симметричном
О
Я
||псположении штырей на расстоянии —
(4.94)
В = _______________ *4,0
а [12,83—9,2 1я
-30,3 —
ь —
г_______а
I '1,г г •— радиус штыря;
а — размер широкой стенки волновода;
л0 — средняя длина волны полосы пропускания в воздухе.
Приведенные виды связи могут быть использованы при —
• 0,08.
При больших величинах с! начинает сказываться влияние про­
дольных импедансов штырей, что приводит к невозможности по­
ручения желаемых характеристик. Для осуществления неоднород­
ностей с большим В используются другие виды связей (рис. 4.17,
л, б).
Для связи в виде круглого отверстия (рис. 4.17, а)
В
=
1
где а ■
— размер широкой стенки волновода;
Ь — размер узкой стенки волновода;
Э — диаметр отверстия связи.
Для связи в виде прямоугольного окна (рис. 4.17, в)
В= -
,
<4 -95)
(4.96)
1Н' с1 — ширина окна отверстия связи. Формулы (4.95), (4.96)
справедливы при толщине диафрагм /‘СХо ( ^ 1 4 - 2 мм).
Выбранный тип неоднородностей определяет конструкцию
фильтра; Пример конструкции фильтра с использованием троек и
одиночных штырей приведен на рис. 4.18.
Приведенный метод расчета можно применить и для расчета
109
<1>н. и. I рои с четвертьволновыми связями с использованием не
скольких дополнительных преобразований, в результате которы:
прототппиый фильтр нижних частот преобразуется в лестличны!
полосовой фильтр (рис. 4.2, г). Через элементы прототипа филы
ра нижних частот определяются нагруженные добротности кон
чуров полосового лестничного фильтра (рис 4.15).
6
-и
По 5 5
Ь
По А А
\Ч
У
кл1’
1 М)!
||
1
‘г
.....1'
ш
Рис. 4.18. Конструкция трехрезонаторного фильтра
рового диапазона
сантимет-
Добротности звеньев равны:
<2к =
Iп
-
/о "
Г
1
0
2
к = 1,2,3...ЛК
(4.
1п
соответствующие элементы прототипа, определяемы!
по формулам (4.9), (4.10) для фильтров с макси
мально гладкой и чебышевской характеристиками со
ответственно;
/ п — верхняя частота полосы пропускания фильтра (рис. 4.3)
По известным добротностям определяются нормализований!
проводимости по формуле
зд есь
Зк =
Т'Л 1 + 4/?2
2
а гс
1VгI& —
& •
4'
(4.
Далее выбор и расчет геометрических размеров неоднородно'
стен производится аналогично описанному для фильтров с не1
посредственными связями.
По формуле (4.92) определяются длины резонаторов.
Длины соединительных линий (расстояние между резонатора'
ми) определяются с помощью- уравнения
(4.9!
110
I к- — номер резонатора.
Геометрические размеры неоднородностей должны быть выпол­
нены по третьему классу точности.
Гофрированные фильтры представляют собой фильтры на от­
резках линий передач с высоким и низким волновым сопротивле­
нием и переменной длиной. Перепад волновых сопротивлений осу-
Iт
1=0
(
1
* ±
-Д Зо
1 т_
--------------------1------------------
1
Г-д .
--------- а - -------
Рис. 4.19. Гофрированный волноводный фильтр: а — конструк­
ция; б — эквивалентная схема звена; ь — частотная харак­
теристика
щсствляется изменением узкой стенки волновода в. Ширина вол­
новода а остается постоянной (рис. 4.19, а). Нижняя граница поюсы прозрачности гофрированного фильтра, определяемая криН1ЧССКОЙ частотой самого волновода, имеет малую крутизну, по­
лому эти фильтры в волноводной технике обычно используют как
фильтры нижних частот. Эквивалентная схема звена фильтра и
частотная характеристика приведены на рис. 4.19, б.
Расчет гофрированных фильтров производят с. достаточной точ­
ностью по методу характеристических параметров.
111
П орядок
расиста
(рис. 4.19, в) определить сов
I. 11о заданным значениям
петствующие им длины волн в волноводе МвЛ«>в, полагая я = —
5;
Рис. 4.20. Расчетный график для определения парам ет­
ров: а — для Ъ и /; б — для О
2. Выбрать произвольно /;7 — высоту волновода, нагружаю«
щего фильтр (обычно
Выбрать размер Ьо из условия
обеспечения хорошего согласования Ьо = 1 ^°’7 , здесь Ьо — высота
нагружающего фильтр волновода, при
бы согласован -с нагрузкой при f = fKp3. По графикам рис. 4.20 определить
lib-, b/Kl3 и G.
.112
которой фильтр
был
I. Выбрав д = - у в пределах 0< б< 0,1, определи и. / т .
формуле
tg - — = ~о у —I С + — 1п о + 0,215 I .
( | 11иI)
л
1в
л
п
1в
3
I•’.ели окажется, что -4 - < 0 ,5
или-4— > 0,1, то необходима
О
'
А1в
рпсчст повторить при другом б.
Конструкция гофрированного фильтра
Приведена на рис. 4.21. Она представляет
гобой цельнофрезерованные гребенки,
ин'пшенные друг с другом при помощи
пиифтов и винтов. Размеры гребенок и
положение штифтов должны быть выдер­
нииы по 3 классу точности. В конструк­
ции фильтра предусматриваются четигр гьволновые трансформаторы для соIпасования в.олнового
сопротивления
фильтра с волновым сопротивлением
• гапдартного волновода. Трансформато­
Рис. 4.21.
Конструкция
гофрированного волно­
ры рассчитываются по методике, привеводного фильтра
■кчшой в § 3.1 н 4.1.
Фильтры на резонансных диафрагмах
нашли широкое применение при проектировании фильтров с ши­
риной полосы более 10%. Волноводные фильтры на резонансных
щафрагмах позволяют наиболее простым методом осуществить
реализацию лестничной схемы полосового фильтра, приведенной
па рис. 4.2, путем установки в волноводе резонансных диафрагм на
расстоянии -у друг от друга (рис. 4.23).
Каждая диафрагма эквивалентна резонансной ветви схемы,
четвертьволновые расстояния между диафрагмами осуществляют
преобразование параллельных ветвей в последовательные. Для
расчета фильтров на резонансных диафрагмах в качестве прототи­
па используется схема лестничного ¿С полосового фильтра
(рис. 4.2, г), для расчета которой применяют метод синтеза. Рас­
чет такого прототипа производится в следующей последовательно1
ст и.
.
1. По известным величинам
/ф, Д !Ь Д /'_3 максимальному
штуханию в полосе пропускания Ьп и Ь3 минимальному затуханию
в полосе заграждения выбрать тип частотной характеристики
фильтра (формулы (4.1), (4.6), рис. 4.3).
2. Определить частотную переменную
4 = 4 —
4
/о
п масштабный множитель 5“ = т,,г = ~
•
т о п
!
/о
¡п
(4.102)
3. Определить количество звеньев по формулам (4.7), (4.8).
■: -7219
113
4, По заданной величине затухания в- полосе пропускания Ь*
определить максимально допустимы!! коэффициент отражения и
полосе
'г иакс | = '|
(4.103)
где Д г —- коэффициент передачи, определяемый из выражения
Ьн = 10 ]£Ь п .
3
5. Определить добротности звеньев фильтра.
Для фильтра с максимально гладкой характеристикой требуе*
мая добротность юго звена Р к определяется по формуле
Qк =
(4.104)
где р ф — заданная добротность фильтра по уровню 3 до,
<?Ф = Д
.
(4 .1 0 |
(4.106)
Ю -Ю зк ф ’
Д- — число звеньев фильтра.
Для фильтра с чебышевской формой частотной характеристики«
добротности звеньев определяются по таблице 4.3, заимствован!
поп из работы [3].
6. Вычислить вспомогательные величины Р / по формулам
’ д л я средних Звеньев.
(4.1071
Рк = Рк | у М ---- £---- для крайних звеньев,
(4.1081
Qк = Рк
здесь л 0 , АОв — средине длины волн полосы прозрачности в возч
духе и в волноводе, соответствующие / 0 = - п 9 '~ п ■
7. Определить геометрические размеры диафрагм. Резонанс­
ные диафрагмы выполняются в виде пластин с прямоугольной:
щелью с размерами а', Ь', t (рис. 4, 2, 3).
Длина щели а' определяется из равенства
1
(4.109)
где а — размер широкой стенки волновода;
Ь — размер узкой стенки волновода.
! 14
0 ,4 6 6
0 ,5 0 8
0 ,5 3 4
0 ,5 5 2
0 ,5 7 1
0 ,5 7 5
0 ,5 7 7
0 ,2 9 3
0 ,3 4 4
0 ,3 8 8
0 ,4 2 7
0 ,4 9 8
0 ,5 3 1
0 ,5 6 3
0 ,6 2 6
0 ,7 1 9
0 ,0 4
0 ,0 6
0 ,0 8
0 ,1 0
0 ,1 4
0 ,1 6
0 ,1 8
0 ,2 2
0 .2 8
0 ,5 6 4
0 ,5 7 5
0 ,3 9 2
0 ,2 2 6
0 ,0 2
= <2з5
Л’= 3
0 ,6 6 6
0 ,6 8 2
0 ,6 4 0
1 ,0 3 3
0 ,6 7 9
0 ,6 2 0
0 ,7 7 4
1 ,0 0 2
0 ,6 8 4
0 ,’588
1 ,1 8 9
1 ,0 9 5
0 ,5 7 3
0 ,9 7 0
0 ,6 8 7
0 ,5 5 6
0 ,7 0 2
0 ,6 8 6
0 ,6 5 6
0 ,6 9 8
0 ,7 9 0
0 ,7 0 9
0 ,7 1 4
0 ,7 1 8
0 ,6 3 7
0 ,6 0 5
0 ,5 0 5
0 ,9 0 2
' 0 ,6 8 6
0 ,4 8 7
0 ,7 1 5
0 ,4 6 8
0 ,8 6 3
0 ,6 8 0
0 ,4 4 9
0 ,7 0 6
0 .4 2 6
0 ,8 2 0
0 ,6 6 6
■ 0 ,4 0 7
0 ,6 4 1
'0 ,6 8 6
0 ,7 6 5
0 ,6 4 0
0 ,3 5 7
0 ,3 1 5
0 ,3 7 8
0 ,6 8 5
0 ,5 8 5
0 ,8 4 8
0 ,9 6 1
0 ,7 9 7
0 ,7 0 6
1 ,2 5 5
1 ,1 6 6
0 ,6 9 3
0 ,7 0 5
0 ,7 4 5
0 ,6 1 2
0 ,6 6 2
1 ,1 0 9
0 ,7 1 1
0 ,6 4 4
0 ,7 7 0
1,0 91
1 ,0 8 0
0 ,7 8 8
0 ,5 8 0
0 ,7 1 8
0 ,7 2 9
1 ,0 5 2
1 ,0 6 2
1 ,2 4 0
0 ,8 5 5
0 ,9 2 6
0 ,7 2 2
0 ,7 2 4
0 ,7 9 3
1 ,1 4 9
0 ,9 3 8
0 ,8 5 6
0 ,8 8 5
0 ,7 0 5
0 ,7 1 9
1 ,2 8 4
1 ,1 9 7
1 ,1 4 2
0 ,7 8 9
0 ,7 6 2
1 ,1 1 5
1 ,0 8 8
1 ,0 3 3
1 ,0 0 4
0 ,8 0 2
0 ,8 1 5
0 ,8 3 9
0 ,8 8 9
0 ,8 4 2
0 ,8 2 6
0 ,6 6 4
СУ
0 ,9 7 3
со
СУ
со
СУ
11
со
‘Л
СУ
со
СО
СУ
II
СО
ТТ4.
СУ
СУ
II
со
0 ,9 9 3
0 ,5 1 3
0 ,4 7 6
0 ,4 3 5
0 ,3 8 7
0 ..325
Q1S = Q 9 S
со
;У = 9
0 ,7 3 1
0 ,8 1 1
0 ,8 1 7
1 ,0 3 2
0 ,9 7 1
0 ,9 3 7
0 ,8 1 9
0 ,8 1 3
0 ,8 5 5
0 ,9 0 0
0 ,7 8 7
0 ,7 9 0
Q 1 ,5 '= Q T S Q 2 S = Q 6 S Q зS = Q.-,S
Л7= 7
Чебышевские фильтры с Л = 3 - 9
0 ,2 9 2
Q 2 .S -Q .iS
N=5
1,()<>|)(>г1К)сть диафрагмы определяется по формуле
-а '
()
ф)
4 к =
1
О ') 2
—
г. (а 2 -
2
X
4аа' соз
оо
(я 2 —(¿г')2
2
о
где / 0 (
Л
4 а а ' соз
"ь /? ) — функция Бесселя нулевого порядка первого рода; I
— специальная функция, значение которой определяя
ся по графику рис. 4.22.
Конструкция фильтра на ре®
нансных диаф рагм ах 2-сан ти м в
рового диапазона приведена ни
рис. 4.23. Она выполнена в видг
набора ячеек (соединительны«
отрезки волновода) и диафрагм,
соединяющихся между собой при
помощи штифтов. Д ля жестко
сти конструкции весь пакет стя
гпвается винтами. Разм еры диаф
рагм должны
выполнен^
I
Рис. 4.23. Конструкция волноводного фильтра на резонансных
диафрагмах
116
.... ггорому классу точности, размеры ячеек — по третьему классу.
Чистота обработки поверхностей диафрагм и ячеек должна быть
V7 для обеспечения хорошего электрического контакта. Для обес­
печения точной симметрии «окна» положения установочных штиф||Ц| должны быть выдержаны по третьему классу точности.
ЛИТЕРАТУРА
1. Н. Д. Б о с ы й . Электрические фильтры. Изд-во технической литературы
i СР, Киев, 1957.
2. А. М. М о д е л ь. .Расчет нагруженных добротностей волноводных резонато­
ра, образованных решетчатыми диафрагмами. «Радиотехника», № 9, 1903.
3. А. Л. Ф е л ь д ш т е й н , Л. Р. Я в и ч, В. И. С м и р н о в . Справочник по
К'Меитам волноводной техники. Изд-во «Сов. радио», 1967.
4. А. Л. Ф ел ь д ш т е й н , Л. Р. Я в и ч. Синтез четырехполюсников и вось­
миполюсников па СВЧ. Изд-во «Связь», 1965.
5. Ши. Четырехполюсники и электрические фильтры. Москва. Госуд. изд.
.....ехнике связи, 1934.
6. Техника сверхвысоких частот (ч. 1). Перевод с английского под ред.
■I II. Фельда. Изд-во «Сов. радио», 1952.
7. Линии передач (II ч.). Перевод с английского под ред. Я. И. Фельда.
Нц-во «Сов. радио». <1951.
8. Я. Г о р н а.
Диафрагмы для волноводных
полосовых
фильтров.
iSlaboproudy Obsor », № 4, 1958.
9. М а т т е й . Новый метод расчета полосовых фильтров сверхвысоких чаюг и его связь с другими методами. «Зарубежная радиоэлектроника», № 9,
11161.
'
10. М а т т ей. Полосовые фильтры со встречными стержнями, «IRE Trans»
•M I T-10», № 6, 1962.
11. М а тт ей. Полосовые фильтры на гребенчатой линии с узкой .или сред­
ин! шириной полосы пропускания. «Microwave Iournal», № 8, 1963.
12. М а м ф о р д . Волноводные фильтры с максимальной плоской характериiiiKoñ, «The Bell System Technical», № 4, 1948.
13. Л. Л е в и н . Современная теория волноводов. Изд-во «Иностранная ликфатура», 1963.
14. С е й м у р Б. К он. Резонаторные фильтры с непосредственной связью,
• hoc. IRE»,
№ 2,1957.
15. Печатные схемы сантиметрового диапазона. Сборник статей под редак­
цией В. И. Сушкевича. Изд-во «Иностранная литература», 1956.
16. Дж. К. С а у с в о р т. Принципы и применение волноводной передачи.
1| |Д-во «Сов. радио», 1955.
17. Конструирование СВЧ фильтров. Экспресс-информация, радиотехника
i.B'l, № 37, 1962.
18. Х е н с п е р г е р . Упрощенный метод приближенного расчета полосовых
фильтров. «Microwave Iournal» № И, 1959.
ГЛАВА
V
АТТЕНЮАТОРЫ И СОГЛАСОВАННЫЕ НАГРУЗКИ
.А т т е н ю а т о р о м .называется устройство, предназначенное
для ослабления мощности, поступающей от источника колебаний.
Основной характеристикой аттенюатора является величина вноси­
мого им ослабления мощности
C = 1 0 1 g (A i.)d 6 ,
(5.1)
где С — ослабление в децибелах;
Р пх — мощность на входе аттенюатора;
Рвых— мощность на выходе аттенюатора.
Аттенюаторы подразделяются на следующие типы.
1. Предельные, основанные на принципе затухания электро­
магнитного поля в волноводах, размеры которых меньше критиче­
ских. Если для данной частоты / или длины волны К волновод на­
ходится в закритическом режиме, то есть Х>А,кр (где Хкр — крити­
ческая длина волны), то поле в таком закритическом волноводе
будет экспоненциально убывать. Это затухание поля связано не
с поглощением, а отражением энергии. Показатель экспоненциаль­
ного закона возрастает с уменьшением поперечных размеров при
постоянной длине волны.
Величина затухания предельного аттенюатора равна:
54,5 ■л*
/
V
—
! '- ( - )
<51
здесь х — расстояние между элементами связи.
Обычно аттенюаторы рассчитываются на определенный тип
волны Е и Н, возбуждаемых в круглом волноводе. При этом полу­
чается наиболее простая конструкция. Волноводные предельные
118
аттенюаторы применяются редко, поэтому в дальнейшем они рас­
сматриваться не будут.
Схематично конструкции коаксиальных предельных аттенюато­
ров показаны на рис. 5.1. Аттенюаторы для волн типа E Oi имеют
а)
'^ ‘Элементы
свяэи(диски)
Рис. 5.1. Предельные аттенюаторы:
а — прямой емкостного типа; б — уголковый емкостного
типа; в — прямой индуктивного типа
емкостную связь (рис. 5.1. а, б). а аттенюаторы с индуктивной
связью (рис. 5.1, в) возбуждают в круглом волноводе волны типа
Нп.
'
Для круглого волновода диаметром 2г критическая длина вол­
ны типа ЕД равна:
.
лкр2?и1 = 2.61 г
(5.3)
а для волны
равна:
Лкря„ — 3,41 г |/ гг .
(5.4)
Если г < « А то 'затухание аттенюатора для волны типа Е0} мо­
жет быть определено по формуле
и для волны Н и
С х —г
дб.
(5.6)
Отсюда видно, что затухание пропорционально расстоянию
между элементами связи. Однако эта пропорциональность суще
ствует только при больших значениях х, о чем более подробно о\
дет сказано в § 5.2.
2. Поглощающие аттенюаторы, основанные на принципе шило
щения электромагнитной энергии поглощающими материиламн
Ни
3. Аттенюаторы, основанные на принципе деления мощности
В качестве таких аттенюаторов используются направленные от
вствители, основные типы которых рассмотрены ранее.
При выборе типа аттенюатора следует руководствоваться следу«
ющими основными параметрами: рабочим диапазоном частот
/млн—[макс (Атаке Хмин), вносимым ослаблением — С, дб началь­
ным ослаблением — С М1Ш, дб (для переменных аттеню аторов), мак­
симальной рассеиваемой мощностью — Рм£11;с, коэффициентом бегу­
щей волны (7<бв), полной погрешностью АС,
Обычно в качестве измерительных и развязывающ их аттенюа­
торов используются аттенюаторы поглощающего типа, а при точ­
ных измерениях и в качестве эталонов — предельные аттенюато­
ры. Достижимая точность измерения предельных аттенюаторов.
0,05 дб, поглощающих — 0,1 дб.
Начальное ослабление предельных аттенюаторов не может
быть получено менее 10 дб. У поглощающих аттенюаторов при
определенной конструкции начальное ослабление может быть по­
лучено практически равным нулю. М аксимальное ослабление пре­
дельных аттенюаторов порядка 100— 140 дб, поглощающих — до
40-нбО дб. Конструктивно аттенюаторы выполняются в виде пере­
менных и фиксированных волноводных, коаксиальных и полоско­
вых.
Согласованные нагрузки широко используются в измеритель­
ной технике в качестве эквивалентов устройств СВЧ. Нагрузки
часто являются составляющей частью направленных ответвителей
и служат для поглощения обратной волны во вспомогательной
линии.
Основными являются следующие параметры нагрузок.
Рабочий диапазон частот. Волноводные нагрузки обычно рабо­
тают во всем рабочем диапазоне частот применяемого волновода.
Величина Кбв в рабочем диапазоне частот. У хороших нагру­
зок Кбв порядка 0,95н-0,97.
Величина рассеиваемой мощности. Если нагрузка рассчитыва­
ется па рассеяние средних и больших мощностей, то в этом слу­
чае качество согласования не имеет решающего значения и допу­
стимой является величина Кбв порядка 0,91.
Конструктивно нагрузки выполняются в виде отрезка коротко­
замкнутой линии, внутри которого помещается поглощающий эле­
мент. В качестве нагрузок могут использоваться согласованные
аттенюаторы, затухание которых не менее 25 дб.
Ниже будут рассмотрены нагрузки, рассчитанные на малые и
средние мощности.
§ 5.1. ВОЛНОВОДНЫЕ АТТЕНЮАТОРЫ И НАГРУЗКИ
Наибольшее распространение получили поверхностные погло­
щающие волноводные аттенюаторы, которые представляют собой
отрезок волновода с помещенной в него пластиной, выполненной
120
iii поглощающего материала или диэлектрика, ла Koinpi.ni и ни
ten тонкий поглощающий слой.
Поверхностные аттенюаторы широко используются как и i-.ru
ыве фиксированных, так и в качестве переменных. Koiici рукi iiniin
Поверхностные аттенюаторы подразделяются на три тина:
аттенюаторы ножевого типа;
аттенюаторы с пластиной (или пластинами), перемещающейся
иг узкой стенки к центру волновода;
аттенюаторы поляризационного типа.
Аттенюаторы ножевого типа представляют собой отрезок вол­
новода, в который через продольную щель в середине широкой
| гонки вводится поглощающая пластина со скосами для согласо­
вания (рис. 5.2’, а). Поскольку в волноводе .распространяется волна
tuna Ню, то поперечные токи в середине широкой стенки отсут| гвуют и,' следовательно, продольная щель, прорезанная точно в
середине широкой стенки, не будет излучать и влиять на структу­
ру поля внутри волновода. При максимальном погружении плаI тины в волновод затухание, вносимое аттенюатором, будет мак­
симальным. Начальное ослабление таких аттенюаторов поряд­
ка 0,3-4-0,5 дб, максимальное ос лабление порядка 20—40 66.,
Кг)В порядка
0,85-4-0,95. По­
верхностное сопротивление пог-Поглощающая пластина
лишающих
пластин
150-:-400
им/см2.
В сантиметровом диапазоне
волн наиболее широко в качест­
ве поглощающих покрытий диэлектрических пластин использу­
ются углеродистые покрытия, в
миллиметровом — нихромовые.
Максимальная входная мощность
таких
аттенюаторов
порядка
0,1 вт.
Для аттенюаторов с невысо­
кой точностью и сравнительно
небольшим
допустимым Кбв
диэлектрическую пластину, слу­
жащую основанием для поглоща­
ющего покрытия, можно изготов­
лять из гетинакса или другого
диэлектрика, обладающего сред­
о.д2=г >6
оа7- z*
■ц
ними качествами в отношении’
стабильности параметров в за­
висимости от температуры, влаж­
б)
ности и времени. У точных ат­
аттенюатор но­
тенюаторов пластина должна из- Рас. 5.2. Переменный
жевого типа:
Iотопляться из таких диэлектри­ а — схема; б — градуировочная кри­
ков, как кварц, слюда, керамика.
вая; в — кулачок.
121
Вид Б
Рис. 5.3. Конструкция переменного аттенюатора:
1 - отрезок волновода; 2 — поглотитель; 3 — пружина; 4 - шкала; 5 —'ось; 6 — ручка; 7 — кулачок
1 — отрезок волновода;
2 — поглотитель; 3 — пружина;
4 — шкала;
5 — 'ось;
6 — ручка; 7 — кулачок
Рис. 5.3. Конструкция переменного аттенюатора:
Вид Б
!Грн проектировании аттенюаторов на большие значения вход-']
них мощностей поглощающая пластина изготовляется целиком из]
поглощающих материалов. Например, аттенюаторы с поглощаю-]
щей пластиной, изготовляемой из армированного СКБ-90, выдер-1
жпвают мощности до 3 вт.
До настоящего времени не существует точных методов расче­
та размеров поглощающих пластин. Длина ее со скосами для сог-1
.тасования лежит в пределах (3,5-4-6) л0 , где Хо — средняя длина
волны рабочего диапазона.
Рис. 5.4. Конструкция подстроечного аттенюатора:
/ — отрезок волновода; 2 — поглотитель; 3 — пружина
Для линеаризации кривой зависимости ослабления от глубины погружения поглощающей пластины применяются кулачки c a
с пе циальпым профилем, позволяющие вводить поглощающуюпластину по определенному закону Расчет профиля кулачка производится на основании графика зависимости ослабления поглощающей пластины от -глубины погружения ее 6 ^ —/(/). Этот
график строится' на основании экспериментальных данных. Ниже
будет рассмотрен один из способов расчета профиля кулачка для
кривой Сие, =
показанной на рис. 5.2,6.
Весь диапазон ослаблений аттенюатора разбивается на п одинаковых частей и по кривой Сс>^=[(1) находятся величины l\, h, 13
и т. д. Затем вычерчивается окружность радиусом г, который опре­
деляет начальное положение поглощающей пластины (нулевое затухание), рис. 5,2, в. Окружность делится на (м-J-l) частей. Через
полученные деления на 1 окружности и центр проводятся прямые.
На первой прямой откладывается расстояние г + Ц, на 2-й — г-Н 2'
и т. д. Точки Ai, Аг, /13 и т. д. определяют профиль кулачка.
Основными недостатками аттенюаторов ножевого типа являются значительная зависимость ослабления от частоты и невысокая
точность. Обычно они используются в качестве развязывающих.
Аттенюаторы ножевого типа могут быть созданы во всем практиче­
ски применяемом диапазоне, включая миллиметровый.
Пример конструктивного выполнения переменного аттенюатора
ножевого типа показан на рис. 5.3. На рис. 5.4 показан пример конструкции подстроечного аттенюатора ножевого типа.
124
Аттенюаторы с пластиной, перемещающейся от узкой стенки
к центру волновода, представляют собой отрезок волновода, в ко­
торый помещается поглощающая пластина параллельно узкой
стенке (рис. 5,5, а). Пластина крепится на диэлектрическом стерж­
не, позволяющем передвигать ее от узкой стенки к центру волно­
вода. При помещении поглощающей пластины в центр волновода,
4
4
По 44
Рис. 5.5. Переменные аттенюа­
торы с поглощающими пласти­
нами, перемещающимися от уз­
кой стенки к центру волновода:
а — с одной пластиной; б — с
двумя пластинами.
то есть в максимум напряженности электрического поля, ослабле­
ние аттенюатора будет максимальным. Для согласования пласти­
ны с волноводом на пей сделаны скосы.
Помимо аттенюаторов с одной поглощающей пластиной, нашли
применение аттенюаторы с двумя пластинами, одновременно вдви­
гаемыми в волновод (рис. 5.5, б). Они позволяют получить боль­
шее ослабление и менее критичны к частоте. Диапазон частот их
порядка 50%, а у аттенюаторов с одной пластиной порядка 30%.
Пределы ослабления таких аттенюаторов порядка 0,3-4-40 дб,
,Кбв ~ 0,854-0,95.
Выбор материала для пластин, покрытий их производится из
тех же соображений, что и для аттенюаторов ножевого типа,.
Поглощающее покрытие обычно наносится на одну сторону ди­
электрической пластины. Для уменьшения начального затухания
пластина устанавливается поглощающим слоем в сторону ближай­
шей узкой стенки. Если пластина будет целиком покрыта погло­
щающим слоем или выполнена целиком из поглощающего мате­
риала, то начальное затухание таких аттенюаторов получается
порядка нескольких децибел.
При определенных высотах пластин наступает резонанс, суще­
ственно ухудшающий характеристики аттенюатора. Обычно высота
пластин выбирается*порядка
/г = (0,85 — 0,87)6,
(5.7)
где Ь — размер узкой стенки волновода.
Длина пластины выбирается обычно в пределах
(5.8)
/ = (2 — 5)ХВ,
125
где л„— длина волны в волноводе.
Максимальное затухание аттенюаторов с пластинами такой
длины лежит в пределах 20—40 дб. Толщина пластин берется по*
рядка 0,5-4-3 мм. Длина скосов пластины для обеспечения хоро
шего согласования берется приблизительно равной длине волны,
Для линеаризации градуировочной кривой ослабления приме'*
ияются кулачки, расчет профиля которых приведен в предыдущем
разделе.
ь
е; и
Рис. 5.6. Поляризационный аттенюатор: « — схема аттеню­
атора; б — векторные диаграммы
Аттенюаторы рассматриваемого типа обладают приблизительИ
но теми же недостатками, что и аттенюаторы ножевого типа.!
Диапазон использования их несколько уже, чем аттенюаторов ноЯ
жевого типа. Рассматриваемые аттенюаторы не используются в
миллиметровом диапазоне из-за малых размеров применяемых
волноводов.
Аттенюаторы поляризационного типа конструктивно состоят из]
трех волноводных секций — I, II, III (рис. 5.6, а), в которые по-1
мещены диэлектрические пластины, покрытые поглощающим слоем
и разделяющие секции волноводов на 2 равные части. В крайних1
секциях (I, III) поглощающие пластины расположены в одной пло-1
скости. Средняя секция II представляет собой отрезок кругло­
го волновода и может вращаться вокруг продольной оси вместе с!
поглощающей пластиной. Крайние секции — I и III представля­
ют собой переходы от прямоугольного к круглому волноводу.!
С помощью этих переходов происходит трансформация волны типа
Я 10 для прямоугольного волновода в волну типа Я 1; для круглого,
волновода и наоборот. Поглощающие пластины в крайних сек­
циях расположены так, что линии электрического поля распрост­
раняющейся волны нормальны плоскости поглощающих пластин.
Если поглощающую пластину средней секции расположить в плос­
кости крайних пластин (0° = О°), то в этом случае волна будет
126
приходить через аттенюатор без ослабления. При повороте <|"л
и, и секции на некоторый угол 0° электрическая составляющая
мскгромагнптной волны может быть разложена на две составля
|"|цпе: параллельную Е1 и перпендикулярную Е 2 к плоскости поело
hi.нощей пластины (рис. 5.6, б):
E ^ E -s in H ,
(5.9)
Е 2 = E-cos 0.
.Электрическая составляющая, параллельная пластине II сек­
ции —■Е ь
поглотится пластиной, а на нормальную
соиавляющую Е2 пластина не будет оказывать влияния. Составвпощая Е-2 на входе секции III будет находиться под углом
(‘10o—0°) к поглощающей пластине секции III. Ее в свою очередь
10/кно разложить на две составляющие: параллельную Е / и пер­
пендикулярную Е?' к поглощающей пластине секции III.
Ej ■= Eo-cos (90 — 0) := Е 2 -sin 0,
Е 2 = Е? • sin (90 — 0) = E 2 cos 0 = Е • cos2 0.
(5.10)
Нормальная составляющая — E<¿ без ослабления пройдет че­
рез секцию III, а составляющая Е / полностью поглотится.
Таким образом, коэффициент передачи по напряженности буiei равен
E = cos2 0,
(5.11)
по мощности — /г2 = cos4 0.
(5.12)
Ослабление аттенюатора в децибелах будет
С = —4Olgcos0 дб.
(5.13)
Полученное выражение показывает, что при отсутствии отра­
жений от концов пластин и в случае бесконечно большой погло­
щающей способности пластин ослабление аттенюатора зависит
юлько от угла поворота пластины средней секции и не зависит от
частоты. Частотный диапазон таких аттенюаторов ограничивается
волноводом. Аттенюаторы поляризационного типа в основном при­
меняются в качестве прецизионных. Обычно начальное ослаб­
ните таких аттенюаторов порядка 1—2 бб, максимальное ослаб­
ление порядка 40—60 дб, Кбв — 0,87у-0,9, допустимая мощность
рассеяния до 1 вт.
Выбор диаметра круглого волновода производится из условия
существования только волны основного типа Ян и отсутствия
волн высших типов ( в первую 'очередь волн E Oi и Я 2 1). Наличие
волн высших типов приводит к появлению значительных ошибок.
При этом наибольшее влияние па точность работы аттенюатора
окажет волна типа Я 2Ь поскольку волна Е 0] поглотится пластиной.
>го становится понятным при рассмотрении структуры поля этих
127
ноли. Следовательно, условие существования в круглом волноводе
только волны основного типа запишется
кр Н21
X
Хк р Иц >
(5.14)
где л кр н21 — критическая длина волны типа Я 21,
Хкр н„ — критическая длина волны типа Я п ,
X — рабочая длина волны.
Или, подставляя значения критических длин волн,
2,057г < X< 3,412 г,
(5.15)
где г — радиус круглого волновода.
Отсюда, условие для выбора радиуса круглого волновода запи­
шется:
0 1 2 <
Г
<
057 *
Наиболее технологической конструкция будет в том случая
если диаметр круглого волновода равен диагонали прямоуголь­
ного волновода. При этом условие (5.16) соблюдается.
,
Длина пластины средней секции выбирается исходя из величий
пы требуемого максимального ослабления. Так, например, для по*|
лучения ослабления в 45 дб в аттенюаторах с нихромовым покрыД
тием поглощающих пластин длина средней секции берется порядка
/ = (3 — 5,5) Хм акс .
(5.17Я
В качестве основы поглощающих пластин обычно берется слю4
да, обладающая малой толщиной и стабильной формой. Поглощав
ющим покрытием обычно служит нихром или платина.
Длина переходов от прямоугольного волновода к круглому вы­
бирается в пределах
.
¿пе Р ’= (2-Н 4)Х м акс ,
(5.11
здесь ХМакс — максимальная длина волны рабочего диапазона в
волноводе.
Достоинствами поляризационных аттенюаторов являются:
широкополосность (зависимость ослабления от частоты практи-1
чески отсутствует);
■
возможность градуировки расчетным путем;
.
отсутствие зависимости ослабления от изменения (в некоторых*
пределах) поверхностного сопротивления поглощающих пластин-1
К недостаткам относятся различные конструктивные и техно-,'
логические трудности. Погрешность, обусловленная разрешав
ющей способностью механизма перемещения, растет с увели-!
пением угла 0, то есть с увеличением вводимого ослабления!
Так, например, если допустимая погрешность составляет 0,1 дЛ
при ослаблении 45 дб, то разрешающая способность механизма«
перемещения должна быть равна 5 угловым минутам. Таким об­
разом, к конструкции прецизионных аттенюаторов должны предъ-1
являться высокие требования.
128
Согласованные нагрузки
Волноводные согласованные нагрузки выполняются в виде от­
резков волноводов с клинообразными поглощающими вкладышами.
Цлина клина обычно не менее двух длин волн в волноводе ¡£^22 иВ|.
При этом можно получить КбВ порядка 0,95.
В нагрузках, рассчитанных на малые мощности, могут быть ис­
пользованы поглощающие пластины (например, текстолит с гра­
фитовым покрытием), помещаемые в максимум электрического
Я /1 я л
а)
о)
о)
Рис. 5.7. Волноводные согласованные нагрузки:
1 — отрезок волновода; 2 — поглотитель; 3 — заглушка
поля параллельно, вектору £ (рис. 5.7, а). Чаще применяются на­
грузки с клиньями из поглощающих масс типа СКБ-90, ПМ и др.
(рис. 5.7,6, в). В нагрузках, рассчитанных на единицы ватт, исполь|уются армированные поглощающие материалы. Для повышения
механической прочности клиньев им придают форму, показанную
па рис. 5.7, в. В таблице 5.1 приведены характеристики нагрузок
г такими клиньями, используемыми в волноводных устройствах
различных сечений.
Таблица 5.1
№
1
2
3
4
5
6
7
8
9
| 7219
Сечение вол­ Длина кли­
новода
на
ММ
« х £ -илг
1 7 x 8 ,0
2 3 X 1 0 ,0
2 8 X 1 2 ,6
3 5 X 1 5 ,0
4 0 x 2 0 ,0
4 8 x 2 4 ,0
5 8 x 2 5 ,0
7 2 X 3 4 ,0
90 X 45.0
120
130
160
170
180
200
220
280
ЗЮ
Диапазон
частот, Ггц
17,44— 12,050
1 2 ,0 5 -8 ,0 2 4
9 ,9 3 —6,850
8,2 4—5,640
6 ,8 5 —4,800
5 , 6 - 3 ,9 4 0
4 ,8 — 3,200
4 ,9 4 - 2 ,6 0 0
3 ,2 — 2,140
Кбв, не
менее
0,97
Рассеивае­
мая мощ­
ность, вт
1
§ 5.2. КОАКСИАЛЬНЫЕ АТТЕНЮАТОРЫ И НАГРУЗКИ [2, 4. 5, 6]
В коаксиальных конструкциях нашли применение как предав
пые аттенюаторы, так и поглощающие.
Предельные аттенюаторы
Коаксиальные предельные аттенюаторы могут быть выполшНЙ
с емкостной (рис. 5.1, а, б) и индуктивной связью (рис. 5.1, о)
В емкостных аттенюаторах имеют место волны типа E qi> а в ни
дуктивных —■волны типа Яц.
Обычно предельные аттенюаторы делаются с плавной регу
лировкой ослабления. При этом один из элементов связи фикси
руется, а другой перемещается, изменяя величину зазора х между
элементами связи.
Наибольшее распространение получили аттенюаторы с емкоСИ
ной связью .
Основными недостатками аттенюаторов с индуктивной связью
являются следующие:
значительная частотная зависимость ослабления;
трудность согласования в широкой полосе частот;
довольно жесткие требования к конструкции аттенюатора.
Из формул (5.2) и (5.5) следует, что затухание аттенюатора
пропорционально расстоянию между элементами связи. Однако
эта пропорциональность при малых расстояниях х нарушается
вследствие существования волн других типов (отличных от Z?Oi иЛ1
/Уп). При больших же расстояниях х все волны высших типов за
тухают. Приблизительный вид кривой зависимости затухания атте
нюатора от расстояния (градуировочной кривой) показан н!
рис. 5.8, а. Для аттенюаторов с емкостной связью градуировочная
кривая линейна начиная от 15—20 дб, а для аттенюатора с индук
тивнюй связью — от 25—30 дб. Наклон линейного участка харак
теризуется величиной затухания (формулы (5.2) или (5.5), (5.6). Па
именьшее практически достижимое в предельных аттенюаторах за
тухаиие— Ci (рис. 5.8, а) составляет порядка 10 дб. Расчетные i
экспериментальные данные затухания на линейном участке точно
совпадают. Причем затухание не зависит о т 'частоты, пока выпол|
няется условие
A x -D < Â 2,
(5.19)
*
где Ах — величина измерения зазора между пластинами эле*
ментов связи;
D = 2r —■диаметр внешнего проводника.
Если условие (5.19) нс выполняется, то изменение затухания
аттенюатора при изменении зазора Ах необходимо подсчитывать
по формуле
.
.
Ах
4 , Ах-.О
а •Ах =7 4,8о -р----4,1
дб,
(5.20
>2
I К»
.
а)
1
I
ч с з м срит ельнои
схеме
&)
Рис. 5.8. Емкостный аттенюатор предельного типа: а — гра­
дуировочная кривая; б — эквивалентная схема; в — конст­
рукция:
1 — основная линия; 2 — аттенюатор с подвижной внутренней тру­
бой; 3 — элемент связи (Сх ); 4 — емкость Со ; 5 — сопротивление
^вых==р »> 6'— установочная гайка
9*
щесь а — затухание на единицу длины дб/ед. дл.
В случае тройниковой конструкции ослабителя (рис. 5.1, Ь)
формула (5.20) справедлива, когда подвижный элемент связи
расположен глубоко в трубе, где уже не сказываются краевые ИС
ка жен ия.
Входные и выходные пластины связи аттенюатора являются ре
активными сопротивлениями, которые вызывают значительные от
ражения и сильную частотную зависимость. Для устранения этил
нежелательных явлений на входе и выходе аттенюаторов в разрыв
внутреннего проводника коаксиальной линии обычно включаются
высокочастотные согласующие сопротивления (типа УНУ или
МОУ), равные волновому сопротивлению линии.
Через тройниковый ослабитель для различных целей (напри­
мер, измерительных) может производиться отбор части энергии
из фидерного тракта без внесения в него рассогласования.
Схема тройникового ослабителя показана на рис. 5.8, б. Осла­
битель состоит из регулируемой емкости связи Сх , постоянного кон­
денсатора Со и сопротивления 7?вых, равного волновому сопротивле­
нию коаксиальной линии. Если реактивное сопротивление емкости
Со мало по сравнению с сопротивлением 7?Вых, , то сопротивление
R bmx, рассматриваемое со стороны выхода ослабителя, представля­
ет собой согласованное оконечное сопротивление коаксиальной ли­
нии. Для затухания аттенюатора приближенно справедливо соот­
ношение
C ® 201g Д <?<?, (C0 3>C.v).
(5.21)
Пример -конструкции емкостного аттенюатора тройникового
типа показан на рис. 5.8, в. Зазор между пластинами связи 3 ре­
гулируется с помощью установочной гайки 6.
Диаметр предельной трубки D должен быть выбран так, чтобы
суммарная погрешность затухания, обусловленная частотной по­
грешностью АСЬ погрешностью изготовления предельной трубки
АС2 и погрешностью за счет определения местоположения воспри­
нимающего элемента связи АС3 была бы меньше заданной величин
ны погрешности АС.
АС > АС, + АС2 + АС3 дб.
(5.22]
Частотная погрешность в децибеллах, обусловленная приближе­
нием диаметра предельной трубки к критическому значению для
волны типа Еоь равна
АС] = 0,93-10” 3 • D 2 -C
(5.23]
где f] и / 2 — крайние частоты,
С — общая величина ослабления линейного участка, дб;
D — диаметр предельной трубки, см.
132
Погрешность затухания в децибелах за счет изготовления
юльной трубки равна
ДС2 » С ^
дб,
ирг
(5.24)
| те А£> — допуск на изготовление предельной трубки, см. Эта по­
грешность обычно лежит в пределах 0,2-4-0,4 дб.
Погрешность затухания в децибелах за счет неточности ус­
тановки воспринимающего элемента связи равна
ДС3 = А/
дб,
(5.25)
где А/ — погрешность установки, воспринимающего элемента
связи, см.
Если при любых диаметрах предельной трубки неравенство
(5.22) не выполняется, то необходимо уменьшить составляющие
погрешности, то есть увеличить точность изготовления ослабителя.
Поглощающие аттенюаторы
Наибольшее распространение среди коаксиальных перемен­
ных поглощающих аттенюаторов получили аттенюаторы с подвиж­
ной поглощающей пластиной и аттенюаторы на поверхностных вы­
сокочастотных сопротивлениях с емкостной связью (рис. 5.10).
В сантиметровом диапазоне волн коаксиальные фиксирован­
ные ослабители обычно получают путем помещения внутрь коак­
сиальной линии поглощающего материала. Пример конструкции та­
кого аттенюатора показан на рис. 5.9. Для согласования поглоща­
ющей вставки используются плавные переходы.
В дециметровом и метровом диапазонах используются омиче­
ские ослабители, подробно рассмотренные ниже.
Переменные аттенюаторы с подвижной поглощающей пласти­
ной применяются обычно в том случае, когда необходимо полу­
чить начальное ослабление, приблизительно равное нулю, и макси­
мальное ослабление порядка 20 дб. Конструктивно они представ­
.1яют собой отрезок коаксиальной линии, в которую через щель
Гис. 5.9. Конструкция коаксиального поглощающего фиксированного аттенюатора
133
вводится поглощающая пластина. Пластины изготовляются |Л
из какого-либо поглощающего материала или из диэлектрика, ни
крытого поглощающим слоем (углерода, нихрома и т. п.). Вел
чина ослабления аттенюатора увеличивается по мере приблюА
ния пластины к центральному проводнику. Выбор толщины и дл||
ны пластины, расчет механизма перемещения пластины пропзно
дится аналогично тому, как это делалось в случае волноводны
поглощающих аттенюаторов (§ 5.1).
а!
Рис. 5.10. Переменный аттенюатор с емкостной связью:
а — конструкция; б — эквивалентная .схема
Для увеличения максимального ослабления до величины поряд­
ка 30 дб можно вводить не одну, а две пластины с 2-х диамет»
рально противоположных сторон линии.
Аттенюатор, показанный на рис. 5.10, представляет собой
делитель с емкостной связью. Он выполняется из отрезка ко
аксиальной линии, в разрыв которой помещается труб
чатое высокочастотное сопротивление типа МОУ или УНУ (1),
равное волновому сопротивлению линии (/?г,х = р). Внутрь трубча­
того сопротивления помещается металлический плунжер (2), со­
единенный через стержневое малогабаритное сопротивление ('!)
типа МОУ со штоком (4), служащим внутренним проводником ли­
пин, заканчивающейся выходным разъемом. Шток плунжера свя
зан с механизмом перемещения. Выходное Д вьД сопротивление
равно волновому сопротивлению линии. Через стенку входного
трубчатого сопротивления осуществляется емкостная связь между
входом и выходом аттенюатора. При перемещении плунжера от на
чала трубчатого сопротивления к концу величина ослабления из­
меняется от минимального значения (приблизительно 8 дб) ди
максимального (порядка 40 дб).
Значительное начальное затухание является основным недос­
татком таких аттенюаторов по сравнению с поглощающими.
Омические ослабители представляют собой четырехполюсники
с активными сопротивлениями и собираются как по Т-образной,
134
1<н и по П-образно11 схеме (рис. 5.11, а, б}. Они используюн и и
»•ичсстве поглотителей при независящей от частоты нагрузке, ран
пни волновому сопротивлению линии 2 —р. Применять их рекомсн
цт1ся в дециметровом' и метровом диапазонах волн. Поскольку
Рг/с. 5 .//. Омические ослабители: а — Т-образная ячейка;
б — 11-образная ячейка; в — зависимость сопротивлений оми­
ческих ослабителей от величины затухания
ослабители не должны вносить рассогласования в линию, сопрогпвления их
и /?2 при данном ослаблении С выбираются та­
ким образом, чтобы входное сопротивление ослабителей равнялось
волновому сопротивлению линии р. В случае необходимости мож­
но последовательно, включать любое количество таких ослабитен'п. При этом общее ослабление в децибелах будет равно сумме
о гдел ьн ых осл а бл ений.
Сопротивления
и К2 ослабителей рассчитываются по следу­
ющим формулам:
для Т-образной ячейки
( 'с)б
Ю
20
+ 1
Р2 — Я ;
= - •?£, '
( 5 -2 6 )
135
для П-образной ячейки
ю
20
•-
2р2 -Ай
(5.271
На рис, 5.11, в приведены кривые зависимости нормированных
относительно р сопротивлений Ай и Ай от затухания СД(-, для Т-об
разной и П-образной ячеек. Из рисунка видно, что нормирован
ные сопротивления —
для Т-образнои ячейки всегда меньше
единицы, а для П-образной всегда больше единицы.
В качестве сопротивлений ослабителей используются высоко«
частотные сопротивления типа УНУ или МОУ, В метровом диапа*
зоне могут быть использованы графитовые сопротивления типе
ВС, УМЛ и т. п.
Поскольку сопротивления выпускаются с определенными про«
пзводст.венными допусками и существующие номиналы сопротив»
лений могут отличаться от рассчитанных, имеет смысл производить
расчет погрешности затухания АС.
~
Для Т-образной ячейки
/? 2
Ай
г д_ 9
1
дб.
Р-2
Ай
Для П-образной ячейки
ДЯ2
а2
1
1+
Д/?<
Р2
\
РР 2 /■
аб.
Чтобы правильно выбрать сопротивления
и Ай с точки зрения мощности, необходимо произвести .расчет распределения вход­
ной мощности А*вх между сопротивлениями.
Для Т-образной схемы мощность, рассеиваемая на сопротив­
лении Ай, включенном на входе схемы, равна
Р 1 = Л х у - вт.
(5.30)
на сопротивлении Ай, включенном на выходе схемы, равна
р
1 =
Р
__ в х
с <)б
10
10
— вт,
р
(5.3Ь
ни сопротивлении А>2, равна
(5.32}
IO 1«
Д ля П-образной схемы можно использовать эти же формулы,
R\
кмько вместо ---- необходимо подставить его обратную величиР
Если в ослабителях используются стержневые сопротивления
гппа МОУ или УНУ, то, чтобы эти сопротивления не давали отра­
жений, наружные проводники должны соответствующим образом
плавно изменяться.
На рис. 5.11, а, б схематично показаны Т- и П-образные ячей­
ки, выполненные на коаксиальных линиях. Стрелками показано
Направление, прохождения высокочастотной энергии. Через ¿7«
(//=1, 2, 3...) обозначены отношения диаметров наружного и внут­
реннего проводников в начале и в конце каждого сопротивления.
,'-)ти отношения могут быть подсчитаны по следующим формулам
для обеих схем:
Р
Ге
(5.33)
для Т-образной схемы:
(рЛ
!
п
ддгТ .
138
<72 = 10
для П-образной схемы:
(р+ЛЩ 5.
<73 = 10
К
138
(5.34}
«1
7з = 10
(5.3'5)
щесь ег — относительная диэлектрическая проницаемость среды.
В качестве сопротивлений, включаемых в поперечной цепи
|/?2 — для Т-образной схемы, /Д — для П-образной), могут быть
использованы шайбовые высокочастотные сопротивления. П о­
скольку выпускаемые в настоящее время промышленностью ш ай­
бовые сопротивления типа УНУ-Ш и МОУ-Ш рассчитаны на мощ­
ности лишь до 0,25 вт, то ослабители с использованием этих
сопротивлений могут быть изготовлены на небольшие мощ­
ности.
В метровом диапазоне ослабители могут быть выполнены на
графитовых сопротивлениях типа УМ.Л, помещаемых в экран.
В заключение следует отметить, что рассмотренные выше схе­
мы ослабителей могут применяться при соответствующем выборе
137
<опро1явлений для согласования нагрузки с фидерным трактом,
когда
(рис. 5.12). Сопротивление £\, может быть как вход»
ным, так и выходным. Значения сопротивлений
Т?2, /?з при
Х|.д:^2 могут быть определены из следующих выражений:
о­
к
т
Г"
/?/
оРис. 5.12. Схемы омических ослабителей при неравенстве входного
сопротивления и сопротивления нагрузки
для Т-образной схемы:
(к +
.2,
К г=
I) — 2
“
г
2
'
о.и,
(/г + 1 ) — 2 ] ^ ^ ^
к
ОМ,
- 1
для П-образной схемы:
(5.39)
(5.40)
#2 =
(5.41)
^дб
здесь /г = 10 10 — относительный коэффициент ослабления.
Когда четырехполюсники используются в качестве согласую­
щих элементов, то обычно требуется, чтобы они обладали мини­
мальными потерями.
Минимальный относительный коэффициент ослабления рассчи­
тывается по формуле
г±!
^2
Минимальное ослабление в децибелах равно
О.мнн — Ю 1 ^ /¿мин
б)б.
(5.43)
Согласованные коаксиальные нагрузки чаще всего выполняются
в виде короткозамкнутых отрезков линий различных конфигура­
ций, в разрыв центрального проводника которых включаются вы138
сокочастотные сопротивления (рис. 5.13, а, в. г) или конусы
из поглощающих
материалов
типа' СКБ-90, ПМ и др.
(рис. 5.13,6).
Показанная на рис. 5.13, а нагрузка представляет собой корот­
козамкнутую коническую линию с цилиндрическим сопротивле­
нием, вставленным в разрыв внутреннего проводника. При доста­
точной длине конической линии изменение волнового сопротивле­
ния на единицу дли­
ны линии мало, что
исключает появле­
ние больших отра­
жений.
При ступенчатом
изменении диаметра
наружного провод­
ника (рис. 5.13, в)
согласование
на­
грузки ухудшается
из-за появления па­
разитных емкостей.
Для их компенсации
в линию последова­
тельно включается
Ь)
индуктивность, кото­
рая может быть вы­ Рис. 5-13. Согласованные коаксиальные нагрузки:
— с сопротивлением, помещаемым в конической
полнена, например, алинии;
б — с поглощающим конусом; в — с индук­
в виде канавки, про­ тивной компенсацией; г — с сопротивлением, по­
мещаемым в экспоненциальной линии:
точенной в наруж­
/ — основная линия; 2 — цилиндрическое высокочастот­
ном (рис. 5.13, в) ное
сопротивление; 3 — поглощающий конус; 4 — кониче­
или внутреннем про­ ская линия; 5 — компенсирующая индуктивность; 6 — эк­
споненциальная линия
воднике. Наиболее
широкополосное со­
гласование получается, если диаметр наружного проводника умень­
шается по экспоненциальному закону (рис. 5.13, г).
¡0
О Д
= О Д
Рис. 5.14. Конструкция коаксиальной согласо­
ванной нагрузки:
1 — высокочастотное цилиндрическое сопротивление;
2 — внутренняя поверхность наружного проводника
X
т
(5.44)
где До — диаметр наруж­
ного проводника на входе
экспоненциальной
ли­
нии, мм.
р — волновое соп­
ротивление входной ли­
нии, ом,
Б — длина экспонен­
циальной линии, мм.
На рис. 5.14 показана
конструкция
подобной
139
согласованной нагрузки. Наружный проводник нагрузки образуя
ся набором конических втулок, благодаря чему диаметр наруж пД
проводника изменяется по ломаной линии, аппроксимирующей МЯ
поненту.
§ 5.3. ПОЛОСКОВЫЕ АТТЕНЮАТОРЫ И НАГРУЗКИ [3]
В полосковых (особенно в печатных) аттенюаторах и натру!
ках широко используются поглощающие ленты толщиной 0,1
0,2 мм, имеющие поверхностное сопротивление порядка 100 олф ю
а такж е ленты из сплавов высокого сопротивления (например, пи
хром а). Д ля нихрома затухание на 9Ггц составляет 20 дб!м, а дЛ|
посеребренного проводника 2дб)м.
Аттенюатор или найру I
ка в полосковой линии могу|
быть образованы путем ПОД
паивания кусков п о гл о щ Д
щей
ленты определена» Н1
формы к диэлектрической
пластине и к центральном'
проводнику ПОЛОСКОВОЙ .111
нии (рис. 5.15). Подбором
формы поглощающей л е т о
Рис. 5.15. Включение фиксированного атте­
получить
Кбв И*
нюатора и согласованной нагрузки в полос­ можно
хуже 0,95 в 20% -ном диапа
ковую линию:
1 — центральный проводник полосковой линии:: зоне частот и не хуже 0,83 и
2 — фиксированный аттенюатор; 3 — согласован­
двухкратном диапазоне. Всная нагрузка
личина затухания аттенюа»
тора определяется величиной 7г. Аттенюатор выполненный так, как
показано на рис. 5.15, может обеспечить затухание не более 7
Д ля получения больших ослаблений небольшой участок централь»
ного проводника заменяется поглощающим материалом.
Если нагрузка выполняется в виде короткозамкнутой нихромо­
вой линии, то для сокращения габаритов эта линия сворачивается
в спираль. Затухание нихромовой
короткозамкнутой линии
на 1 м составляет 40 дб.
Центральный проводник основной линии в месте подсоединения
нагрузки делается со скосами, чтобы устранить отражения от места
стыка, при этом длина скосов выбирается равной / = (2-уЗ) с! (й ширина центрального проводника).
Конструкции аттенюаторов и нагрузок на полосковых линиях с
воздушным заполнением принципиально не отличаются, от конст­
рукций подобных коаксиальных элементов.
ЛИТЕРАТУРА
1. Г. Д. Б у р д у н и др. Радпоизмерения на миллиметровых волнах. Изд-во
Харьковского университета, 1958.
140
' I 1 Л. В а л и т о в , В. II. С р е т е н с к и й . Радиоизмерспия ин <не|1»|И1
и« ч.н готах. Воениздат, М.. 1951.
• Г. И. И з ю м о в а , В. Т. С в и р и д о в . Полые и ленточные рддцо«нм1||и
и »пергоизддт, 1960.
I I’. Л э н ди , Д. Д э в и с , А- А л б р с х т . Справочник радиоинженера
■нергоиздат, 1961.
> I. М е т л а . Техника дециметровых воли. Изд-во «Сов. радио», 195«.
Н Ф. Т и ш е р . Техника измерений па сверхвысоких частотах. Изд-во фиш
юн ем этической литературы, 1963.
ГЛАВА
VI
ДЕТЕКТОРНЫЕ ГОЛОВКИ
Детекторные головки являются одним из необходимых элемсп
тов при работе в области СВЧ. Они -применяются в приемниках
прямого усиления, предназначенных для приема импульсного,
непрерывного или амплитудно-модулпрованного сигнала, при про«
ведении основных измерений: Лфв, затухания, входного сопро»
■тивления и т. д.
В качестве нелинейного элемента применяется обычно полупрс!
водниковый диЬд, который является наиболее чувствительным и
простым детектирующим устройством в этом диапазоне частот. Ти
пичная вольтамперная характеристика полупроводникового диода
дана на рис. 6.1, а.
В данной главе будут рассмотрены вопросы проектирования,
расчета и выполнения детекторных-головок сантиметрового диапа­
зона на полупроводниковых СВЧ видеодиодах.
Детекторные головки обычно характеризуются параметрами: 1
чувствительностью в диапазоне частот /м н п -э /’макс;
/<г>в в диапазоне частот.
Основным параметром является чувствительность Р мип в за­
данном диапазоне частот. Этим параметром определяется эффек­
тивность всего устройства, имеющего в своем составе детекторную
головку. Под чувствительностью понимается минимальная мощ­
ность входного сигнала Р упт, необходимая для получения задан­
ного отношения напряжения продетектированного сигнала к на­
пряжению шумов на входе первого каскада усилителя.
Иногда применяется упрощенный параметр, называемый ко­
эффициентом передачи и определяемый соотношением
, __
к
142
вых
р
вх
»
|л /,•
коэффициент передачи;
амплитуда напряжения продетектированного сигнала на выхо­
де детектора, мв\
/’м мощность входного сигнала, м квт .
Применение этого параметра оправдывается тем, что он легко
мире шляется экспериментально и позволяет сравнивать разлйч||иг юловки при одинаковых условиях: величине входной мощпо|ц|, сопротивлении нагрузки.
Вполне понятно стремление иметь максимально возможную чув• шигельность устройства. При всех прочих равных условиях макшмальное значение этого параметра получается в случае идеаль­
на о согласования полупроводникового диода с линией СВЧ, ТО'
«111. при /<бв, стремящемся к 1. По практически при диапазоне
ют ЗОу-40% значение Кбв падает до 0,3. При более узких
ипшазонах условия согласования облегчаются и может быть до• пи иуто более высокое значение/<бв, а на фиксированной час­
т и 1 всегда можно достичь
близкого к 1.
г ни
§ 6.1. ПАРАМЕТРЫ ВИДЕОДИОДОВ НА СВЧ [1—7]
На рис. 6.1, б дан вид современного видеодиода, предназначенiioi'o для работы в области СВЧ. Эквивалентная схема полупроподипкового диода на СВЧ приведена на рис. 6.1, в.
Элемент R эквивалентной схемы представляет собой нелиней­
ное сопротивление контактной пары металл — полупроводник. Его
пглпчпна определяется видом вольтамперной характеристики диоUI и зависит от приложенного напряжения, частоты и мощности
и может изменяться от единиц ом до нескольких ком. С — емкость
контактной пары, такж е зависит от режима работы диода, ее в е -.
....ина обычно находится в пределах 0,2—2 пф. R — сопротивле­
ние объема полупроводника, его значение в пределах единиц и
юсятков ом. L — индуктивность контактной пружинки, измеряет­
ся тысячными и сотыми долями микрогенри.
— емкость пат­
рона диода, порядка 0,24-0,5 пф.
Величины R\, L, CR являются практически постоянными для
ыиного типа диода. Входное сопротивление детектора связано со
шаченпями составляющих эквивалентной схемы соотношением
•2вх=
|
/соС) +
5
(6.1)
I
7? 1-г / 10^ + ~|
П Е + /(о С
Входное сопротивление диода на высокой частоте имеет комп­
лексный характер и зависит от частоты, типа диода, выбора рабо­
чей точки и уровня подводимой мощности. Входное сопротивле­
ние детекторной камеры с помещенным в ней диодом зависит от
конструкции камеры и положения диода в пей. Поэтому при конст143'
руировлнни макета предусматривается возможность уточнения рн|
четных критических размеров экспериментальным путем. После |||
готовления детектородержателя производится измерение входИЯ
■сопротивления макета детекторной головки в требуемом дианат
б)
5)
Рис. 6-1. Полупроводниковый диод; а — типовая статическая харак­
теристика диода, используемого в качестве детектора; б — разрез
типового видеодиода СВЧ:
1,6 — выводы диода; 2 — керамический корпус; 3 — контактная
4 — винт для настройки; 5 — кристалл полупроводника
пружина;
в — эквивалентная схема на СВЧ
не частот и исследуется возможность согласования макета с ли­
нией передачи любым из известных способов. Так как входное со­
противление диодов является функцией уровня мощности и зави­
сит от выбора рабочей точки, то согласование макета следует
производить при уровне мощности и токе, соответствующих рабо­
чему режиму.
144
Входное сопротивление макета определяется по измеренным
I шчипам Ков и сдвигу фазы стоячей волны.
Основными параметрами являются чувствительность потоку
нюротность, которыми в основном определяется чувствительн> детектора в схеме приемника. Как известно, для входной- мокннн ги Рвх^Ю мквт полупроводниковый диод имеет линейную
пнпспмость выпрямленного тока / от поглощенной мощности Р
I
„
.
и (и ношение о — -р остается величиной постоянной и пазы)цс|ся чувствительностью диода по току. Чувствительность по
|пку кремниевых диодов для волн порядка К) см составляет
1А 3 мка!мквт. При уменьшении длины волны до 3 сж чувствиЬ| юность по току падает в 2—3 раза. Причиной уменьшения чувII потел ы-юсти является проявление шунтирующего действия емкпгти С контактного слоя (рис. 6.1, в). Зависимость чувствитель­
ном’ги по току от частоты со и емкости С в первом приближении
"Испивается формулой
7
=
а
с^С 2/ ? ^ 2
°;
] +
’
(6 ' 2 )
Ру + Р
I le а — чувствительность по току на частоте œ;
а 0 — чувствительность по току на низких частотах, когда
м№/?,/?2
Ру + Р
^
L
'
Ру, Р, С — элементы эквивалентной схемы диода, рис. 6.1, в. Как
указано в работе [4], чувствительность по току может быть увели­
чена в несколько раз при подаче на диод постоянного положитель­
ного смещения. На рис. 6.2, а показана типичная зависимость
чувствительности по току от величины постоянного смещения. Но
постоянный ток смещения приводит к появлению значительного
уровня низкочастотных шумов. На рис. 6.2,6 приведена зависи­
мость шумов кристаллического диода от величины постоянного
юка, текущего через диод. Частотное распределение шумов при­
ведено на рис. 6.2, в. Данная зависимость приведена в работе [4]
|.чя постоянного тока смещения 10 мка.
Из рассмотрения зависимостей рис. 6.2, щ б видно, что полупро­
водниковые диоды с постоянным смещением могут уменьшить чув­
ствительность приемника за счет появления дополнительного уров­
ня собственных шумов.
Для видеодиодов введен параметр, называемый добротностью,
имеющий следующую зависимость от чувствительности по току.
яРо
У
R0 t
где AÍ— добротность диода;
а — чувствительность по току;
10—7219
(6.3)
- |- /?111
145
Напряжение смещения
а)
— сопротивление диода в
рабочей точке;
/ — коэффициент шума дио­
да, определяющий,
во
сколько раз уровень шу­
мов диода больше уровня
шумов активного сопро­
тивления величиной /?0; 1
/?ш — эквивалентное сопротив­
ление шумов видеоусили­
теля, берется обычно рав­
ным 1000 ом. Это значе­
ние мало отличается от
реального значения экви­
валентного
сопротивле­
ния шумов современных
усилителей.
Как видно из формулы (6.3),
добротность полупровдникового ДИ-'|
ода — сложный параметр, завися­
щий от свойств самого диода и шу­
мовых свойств последующего усили­
теля. Добротность современных ио-1
лупроводниковых диодов находится
в пределах 30-?-100. Величина доб-1
ротности обычно указывается в пас­
портных данных на данный тип
диода.
Чувствительность
детекторной!
головки зависит от добротности еледующим образом
Л
1
_ Т
"х “
А1
А/
1
вык
ДЧ
где Р вх — минимальная мощность си­
гнала, необходимого для
Рис. 6.2. Характеристики полу­
получения заданного отно­
проводникового детектора: а —
шения напряжения сигнала
зависимость чувствительности
по току от смещения; б — ти­
и .
к шуму -Д7А на входе
пичная характеристика низко­
*
*
Сш
частотных шумов; в — частот­
первого'каскада усилителя;
ное распределение шумов в де­
текторе
А / — полоса шумов, при практи­
ческих расчетах берется
равной полосе пропускания усилителя, в ге р ц а х \
к — постоянная Больцмана, равная
1,38-10 - 2 3
Т — абсолютная температура Т — 237 4- / С.
146
Формула (6.4) справедлива в случае согласования линии игр»*
дачи с входным сопротивлением диода. В этом случае диод полно
лью поглощает падающую СВЧ мощность и детекторная голов
л имеет наибольшую возможную чувствительность. Конечно,
предполагается отсутствие поглощающих материалов в головке
и утечки СВЧ сигнала в тракт низкой частоты.
В диапазоне сверхвысоких частот внутренние шумы радиопри­
емных устройств в основном ограничивают повышение чувствин'лы-юсти СВЧ приемников. Поэтому реальная чувствительность,
шределяемая по формуле (6.4), зависит от параметров элементов
приемника.
Предельная чувствительность определяется величиной мощно1 ги Рвх-пред, при которой отношение полезного
сигнала к уровню
шумов равно единице. В этом случае формула (6.4) принимаетвид.
(6.5)
Р вх. пред
При проектировании детекторных головок на СВЧ выбирается
федварительно тип диода, соответствующий требуемому диапазо­
ну частот. Затем определяется его паспортное значение добротнотн или чувствительность по току, сопротивление в рабочей точке
¿0; коэффициент шума. Кроме того, известными величинами явля­
ется полоса пропускания усилителя
и Нт первого каскада усиптеля, которое в общем случае может отличаться от 1000 ом.
Требуется, например, рассчитать чувствительность при задан­
ие
ом отношении уровня сигнала к шуму-^—
на выходе широкопоюсного детекторного приемника. Предполагается, что выбранный
т-ш диода согласован в заданном диапазоне частот, то есть вся
я СВЧ мощность поглощается диодом.
а
П орядок расчета
1. Найти добротность полупроводникового диода, если она не
адана для данного типа диода, по формуле (6.3)
V Ро ( +
2. Определить минимальную мощность сигнала на входе деекторной головки, обеспечивающую заданное отношение сигнаа к шуму по формуле (6.4).
Вопрос о воспроизводстве формы модулирующего сигнала возпкает обычно при детектировании импульсных сигналов малой
лителыюсти’.
Как указано в литературе [2], оптимальная полоса проиускаия приемника АТ находится в пределах
д
-V/ опт
—
1
10*
И7
где и, длительность радиоимпульса, в сек.
При оптимальной полосе пропускания поручается наилучию
С7с
ооIношение -ту—
.
(7 ш
I ¡рш расширении полосы Л/>Л/’(ШТ уровень шумов растет,
амплитуда сигнала y>iu
не возрастает, и отнош»
Амплитуда
ние у— падает. При су
ноп р я х е н и а
Сигналоб и ш у и о ъ
жении полосы А/ <7 А/,,,,
Сигнал
Сигнал
амплитуда сигнала пади
ет быстрее уровня шуми
Дс
и отношение 77—
Сигнал
с/ш такою
падает. На рис. 6.3. схемп
J
J ОПТ
тически представлено со
отношение амплитуд, сш
Рис. 6.3. Диаграмма, поясняющая влияние по­
лосы пропускания частот приемника на отно­ нала и шумов при pal
пых полосах пропускания
шение сигнала к шуму.
приемника.
И
ПРИМЕРЫ
§ 6.2. СХЕМЫ ДЕТЕКТИРОВАНИЯ
КОНСТРУКЦИИ ДЕТЕКТОРНЫХ ГОЛОВОК
[2, 3, 5, 7, 8|
Имеется две схемы детектирования: с последовательным и па
раллельны.м включением диода по отношению к сопротивлению
нагрузки и источнику СВЧ сигнала (рис. 6.4). Применение в обла­
сти СВЧ той или иной схемы детектирования чаще всего опрёо»
ляется только требованием к полярности продетектированного сиг­
нала.
Особенность схем детектирования на сверхвысоких частотах
состоит в том, что некоторые элементы схемы выполняются кон­
структивными, однако требования к ним предъявляются вполне
определенные, принципиально не отличающиеся от требований'к
элементам обычной схемы детектирования.
Величина емкости С в схе­
ме рис. 6.4, а должна удов­
летворять соотношению
I
I=
« /?0.
(6.6)
Соотношение (6.6) озна­
чает, что реактивное сопро­
тивление емкости 7?с долж­
но быть малым по сравне­
нию с сопротивлением дио­
да в рабочей точке
В
этом случае все высокоча148
Рис.. 6.4. Схема диодного детектирова­
ния: а — последовательное включение ди­
ода; б — параллельное включение диода
| готное напряжение будет приложено к диоду. Кроме того, гм
1ость С должна эффективно замыкать высокочастотный сигнал и
предотвращать потери за счет утечки, то есть должна являться вы
нжочастотной ловушкой. Такая высокочастотная ловушка назынастся ловушкой емкостного типа. И величина емкости вьтбираетIи из условия
|Х С| = ¿ . = 14-3 ом.
(6.7)
Для сантиметрового диапазона величина емкости находится в
пределах 154-40 пф. Емкость С является элементом конструкции
игтекторной головки. Величина конструктивно выполненной ем­
кости рассчитывается по формуле
С
=
ё
см
'
(6 -8 )
|де е — абсолютная диэлектрическая проницаемость примененного
ппэлектрика (обычно это слюда или фторопластовая пленка);
5 — площадь обкладки конденсатора, см2,
/ — толщина диэлектрической прокладки, см.
С точки зрения выполнения условий (6.6) и (6.7) величину ем­
кости С нужно стремиться сделать как можно больше. Но, с дру|ой стороны, величина эквивалентного реактивного сопротивления
емкости С токам продетектированного сигнала должна быть на­
много больше сопротивления нагрузки, чтобы не шунтировать ее.
Для этого должно выполняться соотношение
И с| =
где
йГс3>'9 "’
(6-9)
— величина сопротивления нагрузки детекторной головки,
представляющая собой обычно входное сопротивление
первого каскада видеоусилителя;
Йв — верхняя граница спектра продетектированного сигнала,
определяемая для импульсно модулированных сигналов
выражением
Длительность .переднего фронта импульса по уровню 0,14-0,9
максимального значения амплитуды определяется по формуле
^ ^
= 2 ,2 .0 ^
(6.10)
Для выполнения условий (6.9) и (6.10) величину емкости С
желательно иметь как можно меньше. Для уменьшения влияния
емкостной ловушки на передний фронт продетектированного сигна­
ла применяется так называемая дроссельная ловушка, выполнен­
ий
ная из двух четвертьволновых отрезков коаксиальной линии
дроссельной ловушки возможно выполнение такого же эффектиВИ
го замыкания высокочастотного сигнала при значительно меныш
величине емкости С. На рис. 6.5, а приведены возможные ва.ри.г
ты дроссельных ловушек. Входное сопротивление такой сложно»
1- низкочастотный
выход
а|
Рис. 6.5. Дроссельные ловушки: а — примеры конструктивного
выполнения; б — зависимость входного сопротивления коротко­
замкнутой линии, состоящей из двух отрезков.
линии в сечении АА можно определить с помощью известной фор»
мулы для входного сопротивления нагруженной линии
у
”Х "
Ро
+ /р 0
ро + / 2 Н
3/
3/
где р0 — волновое сопротивление линии;
2 Н — сопротивление нагрузки;
2г.
Р — волновое число, ¡3 = —■ ;
/ — длина линии.
В рассматриваемом случае для линии длиной /] и с волновым
сопротивлением р] нагрузкой является короткозамкнутая лин^н
150
| волновым сопротивлением р2 и длиной /2. Для
ои линии значение г вх определяется по формуле
^,'х =
короткозамкну(6.12)
После замены р0 = р1? / н = 2 ВХ- и I = /, = /2 выражение (6.11) для
«•чения А А примет вид:
На рис. 6,5, в приведена зависимость 2 вх = /(ф/) для разных
з кривых рис. 6.0 в видно, что
шачений р1 и отношений
ловушки
диапазонность
1ависит от значения вол­
сопротивления
нового
ппзкоомного четвертьвол­
нового отрезка линии в
составе ловушки и соот­
ношения волновых сопроIивлений составляющих
линий.
бесконтактное
Итак,
(акорачивание высокоча­
стотного сигнала позволя­
ет снимать низкочастот­
ный про д етект иров а ниып
сигнал и, кроме того, че­
рез эту же цепь подавать
в случае 'надобности на
диод постоянное положи­
тельное смещение.
элементом
Важным
конструкции д ет ект ориой Рис. 6.6. Примеры конструкции металлических
коаксиальной линии: а — для фик­
соловки является замы­ изоляторов
сированной частоты; б — для диапазона час­
катель постоянной состав­
тот; в — проволочный замыкатель
ляющей тока кристалла,
который не должен влиять на прохождение высокочастотного сиг­
нала к детектору. В качестве замыкателей применяются обычно
четвертьволновые металлические изоляторы. На рис. 6.6, а приведен
вид коаксиальной линии с металлическим изолятором, который
не вносит отражения только на частоте, для которой длина короткозамнутого отростка р а в н а Н а рис. 6.6, б показана конст­
рукция диапазонного металлического изолятора. Отличается она
*0
гем, что в основной линии передачи имеется участок длиной - у - с
пониженным волновым сопротивлением р1 в месте подключения
151
ii in. mi i op;i. Водиi(жое сопротивление pi определяется из
\ равнении
длина волны на центральной частоте диапазона
определяется из выражения
0
~
^ и и н ’ ^макс
Лмин +Х
1 макс ’
системы
У мин . /м а к с
(6.15)
ро — волновое сопротивление основной линии;
Р — вспомогательный коэффициент.
По известным значениям л0 и Амин определяется Р, затем из
уравнения находится р ь Уменьшение волнового сопротивления на
участке-тр- достигается увеличением диаметра внутреннего пре­
вода коаксиальной линии.
Оптимальное соотношение волновых сопротивлений p t и
оп*
рсделяется следующим выражением:
Н = 0,816.
(6.16)
Данная конструкция обеспечивает удовлетворительное согласо­
вание с линией передачи .в диапазоне частот порядка ±15%. Не-1
достаток применения изолятора для обеспечения замыкания по
постоянному току заключается в усложнении конструкции детек-(
торной головки и увеличении ее габаритов.
Конструктивно более простым является замыкатель проволоч­
ного типа (рис. 6.6, в), соединяющий внешний и внутренний про-'
водники коаксиальной линии. Выполняется он обычно или в виде
проволоки (2) определенного диаметра, закрепленной па диэлск- j
трической шайбе (3) и припаянной к металлическим обоймам (1),.
пли печатным способом. На рис. 5.6, в дан пример выполнения за­
мыкателя в виде сборки, легко размещаемой в коаксиальной конст-1
рукции. При правильно выбранном шаге спирали, длине проволоки
и ее диаметре можно обеспечить замыкание в 40% полосе частот
без внесения ослабления по высокой частоте.
Элементы согласования диода с линией передачи выбираются
исходя из требований к согласованию в определенном диапазоне
частот и определяются значением входного сопротивления диода в.
кристаллодержателе (о согласовании см. главу III).
В зависимости от диапазона частот и общей конструкции
высокочастотного тракта существует большое количество вариан­
тов выполнения детекторных головок. Ниже приведены примеры
выполнения головок с включением полупроводникового диода в
152
&
Рис. 6.7. Конструкция коаксиальной детекторной головки:
а — с параллельным включением диода:
! — диод; 2 — высокочастотная ловушка; 3 — емкость; 4 — трансформатор;
б — с последовательным включением диода:
/ — диод; 2 — проволочный замыкатель; 3 — емкостная ловушка; 4 — поглотитель
коаксиальную и волноводную линию передачи. Головки выполнены
на полупроводниковом кремниевом диоде, предназначенном для
работы в сантиметровом диапазоне длин волн.
На рис. 6.7, а приведен пример конструкции коаксиальной дегекторной головки с параллельным включением полупроводнико­
вого диода 1 в линию передачи. В этой конструкции обеспечива­
ется замыкание цепи постоянного тока -через диод, непосредствен­
но подключенный к корпусу головки. Применена высокочастотная
153
Рис. 6.8. Конструкция волноводной детекторной головки с диодом, включенным
параллельно в схему детектирования:
/ — диод; 2 — волновод; 3 — высокочастотная ловушка
ловушка 2 емкостного типа. Емкость 3 предотвращает шунтировЯ
ние выпрямленного низкочастотного сигнала в случае петлевой
связи коаксиальной линии с источником в. ч. сигнала. ПродетектЯ
рованный сигнал имеет поло­
жительную полярность. Транс­
форматор 4 предназначен для
согласования диода с коаксн
альной линией. Детекторная
головка согласована в 40%
диапазоне с ДбП не менее 0,3.
На рис. 6.7, б приведен при­
мер конструкции коаксиально)!
детекторной головки с после»,
довательным включением по­
лупроводникового диода 1 в ли­
нию передачи. Замыкание не»-,
пи постоянного тока обеспечи­
вается проволочным замыка­
телем 2. Применена высокоча­
стотная ловушка 3 емкостного
типа.
Продетектированнып
сигнал имеет отрицательную
полярность. Поглотитель 4
предназначен для улучшения
Рис. 6-9. Конструкция волноводной де­ согласования детектора с ко­
текторной головки с последовательным аксиальной линией в диапазоне
частот. Детекторная головка
включением диода:
1 — диод; 2 — емкостная ловушка; 3 — коакси­ согласована в 40% диапазоне
альная линия; 4 — волновод; 5 — ступенчатый
с Дбв не менее 0,3.
переход
154
Го О
На рис. 6.8 дан пример выполнения волноводной головки. 11о
|упроводниковый диод 1 расположен параллельно узкой стенке
волновода 2, вдоль электрических силовых линий поля, на расI гоянии ~ ~
от короткозамкнутого конца волновода. Низкочас­
тотный вывод головки выполнен в данной конструкции в виде ло­
вушки 3 дроссельного типа. В данной конструкции обеспечивает­
ся согласование диода с волноводом в 30%-ном диапазоне
/\бв не менее 0,3. Нродетектированный сигнал, получаемый н
выходе этой конструкции, имеет положительную полярность.
На рис. 6.9 приведен вариант выполнения волноводной головки
с продетектиров энным сигналом отрицательной полярности. Полу­
проводниковый диод 1, первоначально согласованный с коаксиаль­
ной линией 3, конструктивно соединяется с волноводом 4 при по­
мощи перехода 5. В данном случае выполнен ступенчатый чебы­
шевский переход с коаксиальной линии на волновод (методика
расчета переходов такого типа дана в гл. III). В данной конструк­
ции обеспечивается Kuv не менер 0,3 в 40%-ном диапазоне частот.
ЛИТЕРАТУРА
1. Л. С. Т у т к и н. Преобразование сверхвысоких частот и детектирование.
Тосэнергоиздат, 1953.
2. В. И. С и ф о р о в. Радиоприемные устройства. Восниздат, 1954.
3. Н. А. Е л к и н , Л. И. Т о щ а ко в. Детектирование на полупроводнико­
вых приборах. Связьиздат, 1962.
4. Э. Л. Г и н з т о н. Измерение на сантиметровых волнах. Изд-во иностран­
ной литературы, 1960.
.
5. В. И. К а л и н и н , Г. М. Г е р ш т е й н . Введение в радиофизику. Госиз­
дат технико-теоретической литературы, 1957.
6. А. Ф. Х а р в е й . Техника сверхвысоких частот. Изд-во «Сов. радио», 1965.
7. Д. П. Л и н д е . Основы расчета ламповых генераторов СВЧ. Госэнерго.'вдат, 1959.
8. Пат. США, кл. 329-162, № 3002155, 26.09.61.
ПРИЛОЖЕНИЯ
П риложенч)'
Волновые сопротивления некоторых типов передающих линий
60
Р=
156
1П
4/7
тЛ
138
/7 р о д о л ж е н и е
Тип ЛИВИИ
Волновое сопротивление р, о.я
15тг2
/
3 ,0 6 \
(I
Д ЛЯ - г - ж
(I
1
ДЛЯ
»
1
Симметричная полосковая
П рям оугольны й
ВОЛНОВОД
Д л я волн типа
<5?
7
а
/ /
Д л я волн типа
Волна типа Н
Волна типа Н 0 \
Волна типа £01
157
/
Кабели коаксиаль­
ные со сплошной
изоляц. из стабилизир. полиэтилена
и оболочкой из пиг­
ментированного по­
лиэтилена
Наименование
ТУ КП
Ю0—7—60 75±3 0,23
-
РК-75-4-11
(ЦК-101)
50 ± 3 0,10
200
200
0,045 0,20
1,2
2,0
3000
2,2
3,0
10000
частота, М Г ц
Затухан ие не
более, до 1м
0,022 0,30
3000
частота,
МГн,
ТУ КП
100-1—60
Номер
документа
Пропускае­
мая мощность
при +40" в
режиме бег.
волны, к 6т
Кабель РК-50-4-23
ТУ КП 100-1—60
РК-50-2 -11
(РК-119 )
Марка (старое
и новое обо­
значение)
Волн, сопротивл.,
ом
П риложение 2
1,52
1,52
Конструкция
В таблице приведены основные параметры некоторых радиоча
стотных коаксиа льных кабелей (РК) с полиэтиленовой
и фторопл астовой изоляцией.
Цифровое обозначение видов изоляции:
1 — полиэтилен различных модификаций и его смеси; 2 —
фторопласт-4.
П р и м е р обозначения в технической документации кабеля
радиочастотного коаксиа льного (РК) с волновым соп­
ротивлением 50 ом (50) номинальным диаметр ом по изоляци
и 4 л/л/ (4), с. изоляцией из фторопл аста-4 (2), номер констру
ции — 3.
к­
КА БЕЛИ РА ДИ О Ч А С ТО ТН Ы Е
Коэффициент укоро­
чения
сл
Кабели коакси­
альные со сплош­
ной изоляцией из
кабельного или ста­
билизированного
полиэтилена и обо­
лочкой из полихлор­
винил. пластиката
|
0,040 0,28
0,053 0,20
0,20
0,095 0,18
0,040 0,20
50 ± 2 0,25
50± 3 0,10
ТУ КП
•100-41—60
ТУ КП
100-42—60 о0 + 3 0,18
ТУ КП
100-43—60 50± 2 0,23
0,23
ТУ КП
100-3—60
ТУ КГ1
100-47--60
ТУ КП
100-44—60 50± 2 0,45
ТУ КГ1
1,00-48—60
Р К-50-4-11
(РК-129)
РК-50-2-13
(РК-19)
РК-50-3-13
(РК-55)
РК-50-4-13
(РК-29)
РК-75-4-15
(РК-1)
Р К-50-7-15
(РК-47)
Р К -75-4-16
(РК-49)
75+3 0,20
0,021 0,30
5 0 ± 3 0,19
ТУ КП
100-2- 60
-
0,055 0,20
0,040 0,28
0,040 0,20
РК-50-3-11
(РК-159)
0,100 0.15
75± 3 0.20
0,50
ТУ КП
100-8—60
50 ± 2
РК-75-4-12
(РК-149)
ТУ К П
1 100-4—50
РК-50-7-11
(РК -147)
1,4
1,1
1.3
1,6
2,0
1,3
1,6
1,4
2,3
2,0
3,5
2,7
3,0
3,5
3,0
2,5
I ч
1,52
1,52
1,52
1,52
1,52
1,52
1,52
1,52
’ ’
о
Кабели коакси­
альные со сплош­
ной изоляцией из
фторопласта —4 и
оболочкой из стек­
лонити, теплостой­
кие
Наименование
0,210
ТУ КП
100-99—60 75 ± 3
Р К -75-4-22
(РКТФ-49)
0,9
ТУ КП
100-98—60 75±3 0,90 0,200
РК-75-4-21
(РКТФ-1)
1,3
1,1
0,18
0,15
2,0
200 | 3000
1,7
2,1
2,6
10000
частота, М Г ц
Затухание не
более, дб!м
0,085 0,30
200 | 3000
частота,
М Гц
ТУ КП
100-91—60 5 0 ± 3 0,33
Номер
документа
РК-50-2-21
(РКТФ-19)
Марка
(новое и ста­
рое обозначе­
ние)
Пропускае­
мая мощность
при 40° в
режиме бег.
волны, кет
1,41
1,41
1,43
Конструкция
11/III 104, г н и ,
I
СОЕДИНИТЕЛИ РАДИОЧАСТОТНЫЕ
По виду соединения внешнего контакта, соединители подразделяются на сое
<1111111юли, у которых сочленение осуществляется при помощи резьбовой накидной
н|й|<11 — соединители с резьбовым соединением и с байонетным соединением, у
югорых сочленение осуществляется при помощи быстросъемного фигурного
И1мкп (байонета).
Кабельные и приборные, соединители изготовляются в виде розеток и вилок.
Розетка-соединитель с внутренним гнездовым контактом (охватывающая по­
верхность).
Вилка-соединитель с внутренним гнездовым контактом (охватываемая понерхность).
В таблице перечислены некоторые типы наиболее часто используемых соеди­
нителей.
Обозначение видов изоляции:
П■
— полистирол,
Ф — фторопласт-4.
Пример обозначения в технической документации розетки соединителя радио­
частотного (СР) с волновым сопротивлением 50 о м (50), тип 164, изоляция из
фторопласта —- 4(Ф):
|
Розетка СР-50-164Ф
ВРО. 364.008 ТУ
Соединители типа СР-50-208С,
СР-50-209С,
СР-75-257С,
СР-50-210С, СР-50-211С используются в измерительной аппаратуре.
11—7219
СР-50-255С,
. №
№ ТУ
Наименование
Типовое обозначе­
ние (новое и ста­
рое)
1
ВРО. 364. 010 ТУ
Розетка прибор­
ная црямая
СР-50-73Ф
(ВР-73Ф)
Ответный:
СР-50-74Ф,
присоединительный
ряд I
9
ВРО. 364. 018 ТУ
Розетка кабаль­
ная прямая
СР-50-155Ф (П)
(ШВР-655)
Ответный:
СР-50-154Ф (П),
присоединительный
ряд 2
Розетка прибор­
но-кабельная
С Р -50-163П
(ВР-163П)
Ответный:
СР-50-164П, при­
соединительный
ряд 3
3
4
осг
6
162
ВРО. 364. 007 ТУ
В одном
сопротинл»'
ние, о.«
50 1
50 ]
50
СР-50-163Ф
(ВР-163Ф)
Ответный:
СР-50-164Ф, при­
соединительный
ряд 3
СР-75-155П
(ВР-155П)
Ответный:
СР-75-154П, при­
соединительный
ряд 4
СР-75-155Ф
(ВР-155Ф)
Ответный;
СР-75-154Ф,
присоединительный
ряд 4
75
присоединя­
емою кабеля
Внешний вид
РК-50-2-11
РК-50-2-21
I’К-50-7-II
РК-50-7-15
РК-50-7-11
РК-50-7-15
/И
Р К-50-7-21
Р К-50-7-22
Р К-75-4-И
РК-75-4-12
Р К-75-4-3
РК-75-4-15
РК-75-4-16
Г1
и /7*1
-2
---- е\о -
1
!
4-1
Г
Р К-75-4-21
РК-75-4-22
11*
163
м
7
8
9
10
164
№ ТУ
Наименование
ЕЭО. 364. 019 ТУ
Р озетка при­
борно-кабельная
ЕЭО. 364. 014 ТУ
СР-50-208С
Ответный:
СР-50-209С,
присоединительный
ряд 6
СР-75-257С
Ответный:
СР-75-255С,
присоединительный
ряд 7
ЕЭО. 364. 019 ТУ
В Р О . 364. 008 ТУ
Типовое обозначе­
ние (повое и ста­
рое)
СР-50-210С
Ответный:
С Р -50-2Н С ,
присоединительный
ряд 5
Вилка кабельная
прямая
СР-50-74Ф (П )
(ВР-74Ф )
Ответный:
С Р-50-73Ф (П ),
присоединительный
ряд 1
ВОЛН01ИЧ
сопротиил»
пие, о к
50
1
75 1
50
50
Мирна присоедини.
гмого кабеля
Внешний вид
I1К-50-4-II
РК-50-4-13
РК -75-4-П
РК-75-4-15
РК-50-4-11
РК-50-4-13
бртб МЗкл.З
Збтах РК -50-2-II
Р К -50- 2-13
РК-50-2-21
Р К -50-3-II
РК-50-3-13
- -ЗЬгпл*.------165
Типовое обозначе­ Волновое
ние (новое и ста­ сопротинлр
ние, о.м
рое)
№
№ ТУ
11
ВРО. 364. 018 ТУ
Вилка прибор­
но-кабельная
СР-50-154Ф (П)
(ШВР-654)
Ответный:
СР-50-155Ф (П),
присоедин. ряд 2
12
ВРО. 364. 007 ТУ
Вилка кабельная
прямая
СР-50-164П
(ВР-164П)
Ответный:
СР-50-163П,
присоедин. ряд 3
Наимено ванне
13
СР-50-164Ф
(ВР-164Ф)
Ответный:
СР-50-163Ф.
присоедин. ряд 3
14
СР-75-154П
(ВР-154П)
Ответный:
СР-75-155П,
присоедин. ряд 4
15
16
50
■
50 ■
■Я 1
75
СР-75-154Ф
(ВР-154Ф)
Ответный:
СР-75-155Ф,
присоедин. ряд 4
ЕЭО. 364. 019 ТУ
СР-50-209С
Ответный:
СР-50-208С,
присоедин. ряд 6
50
17
ЕЭО. 364. 014 ТУ
СР-75-255С
Ответный:
СР-75-257С,
присоедин. ряд 7
75
18
ЕЭО. 364. 019 ТУ
СР-50-2ПС
Ответный:
СР-50-210С,
присоедин. ряд 5
50
106;
1'
Марка присоединя­
емого кабеля
Внешний вид
I’К-50-2-11
I’К-50-2-21
Р К-50-7-11
Р К-50-7-15
РК-50-7-21
Р К-50-7-22
Р К-75-4-11
Р К-75-4-12
РК-75-4-13
Р К-75-4-15
РК-75-4-16
.3
----—
РК-75-4-21
Р К-75-4-22
-58 тах
Д>Э СР-50-74?
Под СР-50-?^
Присоединительные ряды дают возможность осуществить стыковку
Приводим некоторые типы стандартных присоединительных рядов.
элементов СВЧ тракта.
ПРИСОЕДИНИТЕЛЬНЫЕ РЯДЫ
Прилож ение 1
ïïoï СР-бО-^УФ
f e СР-7 5 - М Ф
Под С Р -5 0 -^Ъ Р
Род СР-7 5 -/5 5 P
Под СР-50-2Ю С
Под СP -50-211С
/7оЭ СР-50-2.09С
Под СР-50-209С
Ряд 6
170
Под СР-75 -2 5 5 С
Под С Р-75-257С
Ряд 7
Приложение 5
ТРУБЫ ИЗ ЦВЕТНЫХ МЕТАЛЛОВ
1. Трубы из алюминиевых сплавов тянутые круглые (из ТУ ГОСТ-4773-65;
Сортамент ГОСТ 1947-56).
Пример условного обозначения трубы из алюминпево-марганцевого сплава
марки АМц отожженной (М) с наружным диаметром 20 мм и толщиной стен­
ки 1,0 мм.
Сплав АМцМ трубки 20X1,0
ГОСТ 4)773-65
Обозначение состояния материалов.
М — отожженный;
Т — закаленный и естественно состаренныйН — нагартованный.
171
Допустимые отклонения
Толщина
Наружный
диаметр, м м стенки, м м
10
11
12
14
16
18
20
0 ,5
1,0
22
24
25
.по наруж.
диаметру,
ЛГ.1Г
—0,15
Предел проч­
ности при рас­
но толщине
тяжении,
стенки, м м
/сг/лмг 2
0 ,5 + 0 ,0 5
1 ,0 + 0 ,1 0
1,5 + 0,14
2,0 + 0,18
для АМцМ —
менее 14,
для Д16Т —42
Удельный
нес, г/см'
для АМцМ
9 74
для Д16Т
2,8
для АДОгбМ
—2,64
—0 ,2
28
30
32
34
36
38
40
42
45
48
50
1,0
1,5
52
55
58
60
65
70
75
—0,25
—0,35
1,5
2,0
II. Трубы латунные тянутые круглые (из ТУ и сортамента ГОСТ 494—52).
Пример условного обозначения трубы из латуни марки Л62 мягкой (М) с на­
ружным диаметром 20 мм, толщиной стенки 2 мм, тянутой:
Латунь Л62М труба 20X2
ГОСТ 4'94—52
Обозначение состояния материала:
М — мягкий (отожженный),
Пт — полутвердый (после низкотемпературного отжига).
В таблице приведены размеры латунных труб и допускаемые отклонения для
марки Л62>
172
IO С
О О ЬС О
О Ю О
CM —' — CM — —' CM CM — — CM
0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
+1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1
Ю
co
о
b
+1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1
о о о о о
СО СМ СОСМ со
Х Х Х Х Х
о со о
о
o o a o ro o
1
оо
о
ю ю о ю о ю о ю о ю
о ю о о ю о о ю
смсм — см смсм смсм см см см см со см см см см см
о о о о о о о о о о
о о о о о о о о
1
+1 +1 +1 +1
о
о
O O O ' -О
— CM CM CM
о о о о
IQ
о
о ю о
О) СМ
Х Х Х
о о о
K o o c
+1 +! +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1
1
о о о о о о о о
СМ СО — СМ СО см см со
х х х х х х х х
œ с с о о о -т ю о
lC iO < O (D (D tO < O N
ю о
СМ со
Х Х
'-О 'О
t^ N
О О Ю О О Ю О О Ю О О Ю О О Ю
— CMCM — CMCM — CMCM — — CM — CMCM
o o o o o o o o o o o o o o o
о
о о о о
Г— см см со
X X X X
см
ю ю
о ю о о
+1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1
О о о о о о о о о ю с о о О О о о о о о
— — см — — — — см — — — см — см — — — см — —
о о о о о о о о о о о о о о о о о о о о
0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 Ю
— CM CM —1CM CO — CM CO — — CO — CM CM
X X X X X X X X X X X X X X X
о о о с м с м с м ю ю ю о г^ о о о о о
“CO’ C" те — l<o LtO Ю
+1 +1 +1 + +1 +1 +1 +1 +1
Ю О О О О О О С О
,см — — — —
о о о о о о о о о
о о
— — — осм — — — —
х х х х х х х х х
О С О Ь N ce ce e , о
Ю О О О О о О
О О
X X
О >-О О О Ю Ю о о о ю о о о о о ю о о о ю
— — СМ — — — — СМ — — — СМ— СМ — — — СМ — —
Х Х Х Х Х Х Х Х Х Х Х Х Х Х Х Х Х Х Х Х
о о — СМ СМ СО Ч" r h lO lO t O C D N N O O C O C lO O O
СМСМСМСМСМСМСМСМСМСМСМСМСМСМСМСМСМСМСОСО
—0,3
О О Ю О О Ю О О О Ю О
CO _ _ см _ _ O) co — — CM
X X X X X X X X X X X
— СМСМСМЮЮиОЮОООООО
COCOCOCOCOCOCOCOCOCOCO
ю ю ю о ю о ю ю о ю о ю о о о о
О О О — О —‘ 0 0 — 0 — о — — — —
Х Х Х Х Х Х Х Х Х Х Х Х Х Х Х Х
со — и О и О О О Г '- О С С О О О о О — СМСО
—0,24
±0,10
—0,20
23
23
23
2 3 x 1 2 ,6
23x23
23
23X 4*
23X 10
23
23x3*
23
19
1 9 X 4 ,8
23
17
17X8
23X 10
17
23x5
11
17X 4
ном.
1 1 X 5 ,5
Сечени е
трубы, м м
—0,0 5
—0,06
—0 ,0 5
—0,05
—0 ,0 5
+ 0,10
+ 0 ,1 0
+ 0 ,1 0
— 0,05
—0,05
—0,05
± 0 ,1 0
± 0 ,0 8
+ 0 ,1 0
± 0 ,0 6
+ 0,10
+ 0 ,0 8
+ 0 ,1 0
+ 0 ,1 0
доп. откл.
«, м м
23,0
12,6
10,0
10,0
5 ,0
4 ,0
3 ,0
4 ,8
8 ,0
4 ,0
5 ,5
ном.
—0,06
—0,06
—0,06
+ 0,10
+ 0 ,0 8
+ 0 ,0 8
—0.05
—0,06
—0,06
± 0 ,1 5
± 0 ,1 0
+ 0 ,0 8
± 0 ,1 0
+ 0 ,0 8
± 0 ,0 8
+ 0 ,0 8
± 0 ,0 8
доп. откл.
Ь, м м
-
5
1,5
1,4
1,0
1,5
1,4
1.5
1,5
1,4
1,5
1,4
НОМ.
—0,1 5
— 0 ,1 5 |
—0,15
—0,15
+ 0 .2 0
+ 0 ,2 0
+ 0,20
—0.15
—0,15
-0 ,1 5
±0,2Ю
+ 0 ,2 0
+ 0 ,2 0
± 0 ,1 5
± 0 ,2 0
+ 0 ,2 0
± 0 ,2 0
+ 0 ,2 0
доп. откл.
8, М М
0 ,8
0 ,4
НОМ.
± 0 ,1
2 ,0
Кривизна
ДОП. на I п / м
откл.
К, мм
от 1,5 до $
от 1 до 2
Длина , м
Трубы прямо угольн ого сечени я изгото вляют ся
из алюми ния марки
АДОО и постав ляютс я в нагарт ованно м состоя
нии
СТУ 13-16-01).
СЛ
±0 ,3
± 0 ,3
± 0 ,3
+ 0 ,3
+ 0 ,3
| 48
| 58
1 61
| 72
48x8
48X24
58x25
61X10*
I
120
1 120
±0,35
±0,35
± 0 ,3
57,0
- 10,0
55,0
45,0
10,0
I 44,0
| 34,0
1 34,0
10,0
10,0
25,0
24,0
8,0
6,1
± 0 ,2
± 0 ,2
2,0
2,0
2,5
3,0
|
±0,40
±0,25
±0,30
±0,50
±0,25
3,0
5,0
|
1
+ 1,0
+0,50
—0,6
± 0 ,3
±0 ,3
± 0 ,6
± 0 ,3
—0,25
2.5
|
±0,40.
3,0
± 0 ,3
5,0
- -0 ,15|
|
±0,25
2,5
—0,15 |
+ 0,2
| +0,20
2,0
- 0,25]
1 +0..10
± 0 ,2
2,0
- 0,25|
± 0 ,2
± 0 ,2
-0 ,2
±0,1
-О Н
±0,1
+0,1
± 0 ,2
2,5 ± 0 ,4
1,2
±0,1
1,5
2,0
+ 0,1
—0,15
+ 0 ,2
1,5
0,8
- 0 ,1
—0,1
+ 0,3
1,5
+ 0,10
±0,20
±0,20
±0,15
1
1
1
1
1
1
—0,10
—0,1
1,5
±0,1
+ 0 ,3
—0,15
+ 0,20
1,4
+0,30
- 0 ,1 5
—0,15
+0,20
+0,20
1,5
1,4
от 1,5 до 4
от 1,5 до 3
от 1,5 до 4
от 1,5 до 3
от 1,5 до 4
от I до 21
от ! , 5 до 4
П р и м е ч а и и е. Трубы поставляются длиной немерной или мерной в пределах, указанных в таблице. Длина труб оговаривается
в заказах. Трубы, сечение которых отмечено знаком* — ограниченного применения,
120X57
120X10
110X55
НО
± 0 ,3
| 90
90x45
I
+ 0,3—0,25
| 90
90хЮ
± 0 ,3
72x44
—0,2
| 72
+ 0 ,3
1 72
72x34
± 0 ,2
| 72
—0,2
72x34
72ХЮ
—0,2
± 0 ,3
| 48
41x6,1*
±0,15
±0,15
20,0
±0,15
40X20
40
±0,15
15,0
±0,15
5,0
5,0
- 0,0б|
+ 0,08 - 0,0б|
1
±0,08
+ 0,08
| 35
—0,05
12.6
±0,10
±0,15
+0,1'0
I 28,5
—0,05
6,0
| 35
+0,10
±0,10
| 28,5
28,5
1 41
35X15
35x5
28,5x5
28,5X12,6
2 8,5x6*
IV. Трубы латунные тянутые прямоугольного сечения для волноводов.
Пример условного обозначения трубы тянутой из латуни марки Л62, мягмн)
(М), сечением 23X 10.
Латунь Л62—М
Трубка 23ХЮ ЦМТУ 4843-57
Из ТУ и сортамента ЦМТУ 4843-57.
Марка
|
I
Латунь Л62
Состояние материала
а, м м
сечение груб
доп.
аХЬ '
ном. откл.
7 ,2 X 3 ,4
11X5,5
Ь, мм.
ном.
7,2
И
Отожженные (мягкие) — М
доп.
откл.
+ 0 ,1
5,5
17
8
23X10
23
10
2 8 ,5 x 1 2 ,6
28,5
12,6
35x15
35
/'макс—0 ,3 5
+ 0,1
0,5
1,5
± 0 ,1 0
1,5
—0,05
17X8
± 0 ,1 0
ном.
длина — Ь
доп. нормальная
откл. не менее, м
0,5
3,4
—0,05
176
3, м м
15
М М ',
1
3
1
3
3
1,5
± 0 ,1 0
1,5
7?.макс—1 ,5
± 0 ,1 5
М М ',
3
С1—
90±1°
удельн, все,
г!с м й
8,43
Из СТУ—476-6.3
Марка
Состояние .материала
Отожженные мягки« (М)
Длина
Сечение
руб «Х&
мм
Ъ, м м
« , ММ
ном.
ДОП. ОТЕЛ.
НОМ.
ДОП. ОТКЛ.
.’3X5
23
+ 0,10
■ -0.05
5
+ 0 ,1 0
—0,05
28,5x5
28,5
+ 0,10
—0,05
5
+ 0 ,1 0
, —0,05
)бХ5 '
35
± 0 ,1 0
5
+ 0,10
—0,05
110X10
90
± 0 ,2 0
10
± 0 ,2 0
6',
НОМ.
I
мм
доп.
ОТЕЛ.
± 0 ,1
норм. маломар
на я
не менее
0,5
1,5
1
2
± 0 ,2
1
'1
для
для
Приложение 6
Фланцы контактные латунные для прямоугольных волноводов (из нормали
НГ0.206.002)
Присоединительные размеры и примеры оформления чертежей.
2 1с т о р о ж
Б -Б
12—7219
177
178
54
54
41 .
35
42
37
35
2 8 ,5
23
3 5 x 1 5 ,0
47
32
47
31
2 8 ,5 х 12,6
42
42
30
2 3 х Ю ,0
29
19
39
16
13
II
39
26
23
22
ном.
1 9 x 9 ,5
25
22
21
доп. откл.
± 0 ,0 5
4 0 ,0 5
доп.
откл.
а**, м м
17
35
30
29
мм
в,
1 7 X 8 ,0
35
30
1 3 x 6 ,5
1 6 x 8 ,0
29
мм
1 1 X 5 ,5
С ечение прямоугольного ВОЛВОвода а х Ъ , м м
15,0
12,6
10,0
9 ,5
8 ,0
6 ,5
5 ,5
НОМ.
4 0 ,0 5
+0,04
ДОП.
ОТКЛ.
&**, м м
51
44
38
34
30
26
24
ПОМ.
ММ
4 0 ,2
+ 0 ,1 7
5 ± 0 ,2 4
+ 0 ,1 4 4 , 5 ± 0 , 2 4
доп.
откл.
О, мм
4,5А з
3 ,5А3
с1, м м
1 ,5 -; 0,06
1 ,3 - о,об
к, м м
3 ,5 + 0 ,0 8
3 4 0,06
т, м м
40
84
63
96
•50x25
58
51
67
- 0 ,2
57
+ 0 ,0 7
48
50
34
25
+ 0 ,0 7
24
—0,17
33
4-0,06
20
—0,14
29
доп.
откл.
доп.
откл.
ном.
ь**, м м
ном.
&1, м м
П р и м е ч а н и е . 1. Размеры, обозначенные (*♦), приведены для справок.
7 о т торца с п.тавуказанной в таблицах на длине 7-Ю мм с чистотой поверхности V
2. Трубу волновода калибровать с точностью,
ыч переходом к основному сечешно волновода на длине 5—10 мм.
3. Прямой участок I для гнутых волноводов не менее 12 мм.
4. Несимметричное расположение поверхностей и отверстий относительно осей снимет рии должно быть в пределах половины допуска
-а : :ютветствующие размеры.
5. Покрытие торца фланца: СрЭ.
32
74
62
86
48X24
—0,17
доп.
откл.
ном.
49
ДОП.
откл.
«1, м м
4-0,06
ном.
а**, м м
Б-Б
40
± 0 ,1 5
± 0 ,1 5 . 46
доп.
откл.
25
± 0 ,0 5
66
НОМ.
ДОП.
откл.
ном.
доп.
откл.
Аг, м м
ном.
Л , мм
58
<4
А, м м
Парте другом ПСр *г() 1
го с т д/9о-Уб
78
2
сг1
I £|
I
40x20
Сечение пря­
моугольного
волновода
ахЪ , м м
/?дЗ
■ПУ/Л^ЛОтУП^У
180
П К -17х8,0
П К -19Х 9,5
ПК-23ХЮ,О
ПК-28,5X 12,6
П К-35Х 5.0
ЕС7. 725. 274
ЕС7. 725. 375
ЕС7. 705. 376
ЕС7. 725. 277
ЕС7. 725. 278
ЕС7. 725. 279
ЕС7. 725. 280
13X6,5
1 6 x 8,0
17X8,0
1 9 x 9 ,5
2 3 x 10,0
28,5X 12,6
3 5 x 5 ,0
ПК-16Х8
П К -13Х 6.5
П К-11Х 5.5
ЕС7. 725. 273
11X5,5
Условн. обозначен.
Обозначение
Сечение
црямоуг. волно­
вода аХЪ
42
47
54
47
54
39.
35
30
29
В, м м
42
39
35
30
29
мм
35,5
29,0
23,5
19,5
17,5
16,5
13,5
11,5
а, м м
15,5
13,1
10,5
10,0
8,5
7,0
6,0
Ь, м м
4,5
3,5
41
35
31
29
25
22
21
(1, мм. Л ь мм.
37
32
30
26
23
22
Лг,
мм
Прокладки контактные для фланцев прямоугольных волноводов (из нормали НГО. 206. 002)
1,5
1,1
5, мм
Приложение 7
Сечение ггрямоуг. волно­
вода ахЪ
AA
Обозначение
40X20
48x24
58X25
1*С7. 725. 281
ЕС7. 725. 282
ЕС7. 725. 283
Условное
обозначение
-4
П К-40 X 20
П К-48 X 24
ПК-58 Х25
78
86
96
CS
58
62
63
40,1
48,6
58,6
20,6
24,6
25,6
66
74
84
тие: МСр. 9
Материал: Бронза Бр Б2М ГОСТ 1789-60. Покры
181
П риЛОМ'ГНИ'
Прокладки герметизирующие для фланцев прямоугольных волноводы»
(из нормали НГО. 206. 002)
1
К
5
Сечение
прямоуг.
волновода
«х&
Обозначение
Условное
обозначение
О, щ.и
11X 5,5
ЕС8. 686. 339
ПГ-,11 x 5 ,5
24
1 3 x 6 ,5
ЕС8. 686. 340 Г
П Г-13Х 6,5
26
16x8
ЕС8. 686. 341
П Г-16Х 8.0
30
1 9 x 9 ,5
ЕС8. 686. 343
34
23x10
ЕС8. 686. 344
П Г -19х9,5
ПГ-23Х1О,О
1
38
П Г-28,5Х 12,6
1
44
51
2 8 ,5 x 1 2 ,6
3 5 x15
ЕС8. 686. 345
| ЕС8. 686. 346
|п Г -3 5 х !5 ,0
Материал: резина ИРП 1267 ВТУ ИРП-3/62.
182
|
Ь, мм
5, к
1,8
1.9
2,2
2,2
Со
ту за -х п
№ 356-61
ГХО. 023
001 ВТУ
ПТ-1
ПТ-3
ПТ-5
ПТ-7
ПТ-10
Полистирол
наполненным
ГХО, 023
004 ТУ
ДПЕ-10
ДПЕ-1
ДПЕ-3
ДПЕ-5
ДПЕ-7
Полиэтилин
наполненный
Плита
2; 4; 6; 8;
8ТУМ-810-59 12; 16; 20;
40; 60
Стержень
6ТУМ-8Ю-59
5; 10; 20;
30
ГОСТ, ин­
струкция, ТУ
ВТУ
0,1; 0,2;
№ П-74-57
0,3
(шир. 165)
Н
Фторо­
пласт-4
Толщина
листа (пли­
ты), ,5, леи
Пленка
электроизоляп. из фто­
ропласта-4
А
Марка
Плиты из
полистирола
блочного
Наименова­
ние
2,5
(/ = 10« гц)
2,55
3
5 7
10
10
2,55
3
5
7
9 -1 0 -4 =
= 8 -1 0 -3
0 ,7 9 -1 0 - 3 -г= 0 ,5 2 -1 0 - 2
2,5 х ,1 0 -1
(/—106 г ч )
Диэлектри­
ческая про­ Тангенс угла
ницаемость,
потерь
В/'
2—2,1
10;
20; (/-=10« гц)
35;
55;
80
—
6;
15:
30;
45;
60;
Диаметр
стержня, мм
Неметаллические материалы
Предел
прочности
на растяж.
300
(70
350—400
кг/с'м
• ?
Си ©
Н .
■— О.
| О
Ю1«
10«
1о
О
X
. И
е- Си
О <и
¿ о
Прессматернал э.-.
с ионный полис?-О'-:
ки «Б» с н ал о л ягел ег
обожженная лятгятг
тана. Для в. ч. ж я
(ПрИх* ДО Ч •_
-зк!
’=
Прессматериал (поли­
этилен, двуокись титана,
краситель
метиловый
Для в. ч. деталей (п~- :
до 120с С)
В качестве эл. изоля­
ции и различных уплотне­
ний при /° до 250 С.
Механически обрабаты­
ваются. Для различ. из­
делий в. ч. аппаратуры
(при
—60 = + 2 5 0 С)
Механически обрабаты­
ваются. Для различных
изделий в. ч. аппаратуры
(при С до 80 : С)
Технологические свой­
ства. Применение
17ри.южение У
КрК-50
СКБ-90
Поглоща­
ющие мате
риалы
Марка
КТ-1
КТ-3
-КТ-5
КТ-7
КТ-10
_______________
Наименова­
ние
К аучук
наполненный
оо
4^
ГХО. 004
271 ТУ
ГХО. 004
221 ТУ
ГХО. 005.
0С5. ТУ
ГОСТ, ин­
струкция , ТУ
3
гз х х
х
з:
«з
г н -
Д. 44
1
2,55
3
5
7
10
Ч
Диэлектри­
ческая про­ Тангенс угла
ницаемость,
потерь
<и
Ч
О»’
о.
Кристаллич. кремний и
ультрафарфор. Применя­
ется па СВЧ вустройст.,
работающих на высоком
уровне мощности
при
/ ° - ( - 6 0 < - 4 - + 800сС)
Карбониальное железо
и искусств, каучук. Примен. на СВЧ в устройст­
вах, работающих на низ­
ком и среднем уровнях
мощности при Г = ( ~ 50-.—+ 250'С )
Прессматсриал (искус­
ственный каучук марки
СКВ 35-Т-45Д с наполни­
телем: необожженная дву­
окись титана).
Технологические свой­
ства. Применение
Продолжение
Твердые
Мягкие
4,0
40
30
30
200
605
725
755
П200-А
п а р - 40
ПСр-45
ПСр-70
34А
Оловяннопинковый
Серебрянокадмиевый
Серебряный
Серебряный
Алюминиево­
мед но-кадмие­
вый
16
Для пайки токопроводящих деталей, про­ Припой ПОС-40 ГОСТ
водов, лепестков, наконечников и т. п.
1499-54
3,2
235
ПОС-40
Оловянносвинцовый
525
Для пайки обмоточных выводов,
ноплотной керамики с металлом
3,8
191
ПОС-61
Оловянносвинновый
- -
Припой П200-А, инст­
рукция ГХО, 045. 090
Припой ПОС-61 ГОСТ
1499-54
Для пайки деталей из
сплавов
алюминия
и его
Г и зо
АМТУЛ&
7—
Для пайки деталей и проводов в тех слу­ Припои ПСт
чаях, когда места спая не должны резко 8190-56
уменьшать электропроводность
Для пайки деталей из стали и меди, ког­ Припой ПСр-45
да требуется повышенная
механическая 8190—56
прочность
~-
Г 7С "
ГОСТ
Для пайки деталей из меди и ее сплавов, Припой ПСр-40 ГОСТ
нержавеющих и конструктивных сталей.
8190-56
Для пайки алюминия и его сплавов
вакуум­
Для пайки кабелей и проводов, имеющих Припой ПОС-47, инст­
внутреннюю изоляцию из пластиката и пе­ рукция ГХО. 045. 040
чатных схем
-
—
Пример обозначения
110
Название при­
поя
ПОС К-47
Примерное назначение
П рилож ение 10
Оловяннокадмиевый
П рипои
Г полного
распл.
Марка
Предел
прочности
на растяж.,
к г ¡м м 2
Приложение II
Покрытия металлические и неметаллические
Условия эксплуатации покрытий обозначаются следующим образом
Условное
обозначение
Т —А
Т — н
Г — п
А
И
П
186
Условия эксплуатации покрытия
Приме чание
Тропическое атмосферостойкое.
Тропическое под навесом,в кузовах.
Тропическое в отапливаемых вентилируемых По НО.. 014. 002
помещениях
(вып. 1963 г. стр. 4)
] умерен. — атмрсферное
> климат — под навесом
)
— в помещении
Медь и
медные
сплавы
Серебряное
Медь и
медные
сплавы
Бронза
Сталь
Материал
деталей
Кадмиевое
Вид
покрытия
?4
Чистота поверхи, де­
талей до
покрытия
Т--П
т—н
т -д
Н
П
А
'Г -Н
Т—А
о
>5
о
ч
к
Толщина
покрытия,
МСр. 21
Ср. 3
21—23
3 -6
Ср. 18
Ср. 30
30—36
18—24
Ср. 8
Кд. 24. хр
Обознач.
покрытия в
техиич. документац.
8— 10
2 4 -3 0
мк
Рекомендуемая область
применения
Резьбовые креяек. д е­
Улучшение электропро­
тали с ш а г : чг
1 зт
водности
0,4 мм
То же для токоведущих
контактирующих деталей,
работающих па включе­
ние и выключение и вол­
новодных трактов.
То же для токосъем­
ных колец, работающих
на трение
Улучшение электропро­
водности
Корпусы, крышки, ко­
Защита деталей от кор­
розии и придание прити­ жухи, основания, шасси,
рочных свойств поверхи. экраны, прокладки и т. п.
Назначение покрытия
оо
00
в состоянии
поставки
V4
Алюминий
Ок ис но-фос­
и алюминие­
фатное
вые сплавы
Окисное
V?
Медь и м ед­
ные сплавы
С еребря­
ное
Чистота поверхн. де­
талей до
покрытия
Материал
деталей
Вид
покрытия
Условия
эксплуата­
ции
Т—А
Ь-П
т—н
Н
А
П
Н
Т— П
Т -Н
Т— А
мк
Толщина
покрытия,
ЛКП
Ан. Оке. хр.
Хим. Оке.
фос.
ЛКП
С р. 9
С р. 6
Обоз на ч.
покрытия в
технич.
документац.
электро-
Защита от коррозии
Улуч ш ение
проводности
Назначение покрытия
Штепсельные разъемы
оси, втулки и др. точеные
и фрезерованные детали
Контактирующие
по­
верхности в. ч. трактов
То же с шагом резьбы
свыше 0,8 леи
То же с шагом резьбы
свыше 0,4 до 0,8 м м
Рекомендуемая область
применения
Приложение 12
Кремниевые детекторные диоды сантиметрового диапазона волн
Маркировка
диодов
из двух букв, обозначает вид
Старая система: первый элемент, состоящий ::с
ДК — диоды кремI д
полупроводникового материала (ДГ — диоды германиевые,
ниевые), второй элемент обозначает назна­
чение диодов (С ■
— смесительные, В — де­
текторные, И — индикаторные),
третий
В не ш ни й вид диодоб СВй
элемент состоит из одной цифры, обознача­
Элек т р од N2
Элек тродМ!
ющей порядковый номер типа диода. В ус­
ловном обозначении некоторых типов до­
ВбО З, Б 6 0 А , О к - И 1 , Б к - и г
полнительно используется буква Л1, кото­
Электрод
Элект род N2
рая указывает на то, что диод подвергался
модернизации.
Пример маркировки кремниевого инди­
каторного диода: ДК-И1.
Вторая система маркировки диодов:
первый элемент, состоящий из
буквы
П 609
Д и цифры, обозначает назначение диода
Электроды1
(Д4 — диоды смесительные, Д5 — диоды
умножительные, Д6 — диоды детекторные),
второй элемент, состоящий из двух цифр,
обозначает порядковый номер типа, а сле­
дующая за ними буква указывает на при­
надлежность диода к тому или иному лите­
ру (подтипу).
6 О 7 ( А ) , 0 6 0 8 (А )
Пример маркировки детекторного диода Э л е кт родйN1
'
Электроды?
помер 7> литер А: Д607А.
I Унифицированная система маркировки:
первый элемент в виде цифры обозначает
тип полупроводникового материала (1—гер­
2,5
16-0,2^
маниевый, 2—кремниевый, 3— арсенидогаллиевый), второй элемент в виде буквы обо­
2А2О1А , 2 А 2 0 2 А
значает класс приборов (А — диоды сверх­
высоких частот, Т — транзисторы и т. д.),
третий элемент, состоящий из одной цифры,
указывает назначение диодов (1—смеситель­
ные, 2—детекторные, 3 -модулярные и т. д.),
четвертый элемент в составе двух цифр
обозначает порядковый номер типа, а пятый
(в виде буквы) — принадлежность к тому
или иному лидеру (подтипу). Пример мар­
кировки кремниевого детекторного диода
номер 1, литер А: 2А201А.
189
Тт ■
ю
о
—
—
—
—
9 ,8
3 ,2
Д 608А
Д609
2А201А
2А202А
Д К -И 1
Д К -И 2
* При Р = 1 м ет .
** Кратковременно допустимо 2 ет
* * * Кратковременно допустимо 1 вт .
—
—
—
8— 60
—
—
—
—
40
80
80
30
30
—
—
—
Д608
.
30
__
Д607А
35
35
не менее
30
2 ,7 — 4
6— 60
Чувствит.
0 ,2
0 ,5
2 ,5
5 ,5
4 ,0
4 ,0
4 ,0
4 ,0
4 ,0
2 ,5
4 ,0
менее
— 1 ■ ПО току «1
М , в/п 2
a fe m , не
Добротность
—
3 ,2
Д604
Диапазон
рабочих
волн, см
Д607
10,0
Номиналь­
ная длина
волны, с м
Д603
диода
Тип
1*
Наибольший
выпрямл.
ток, ма
400— 1000
4,00— 1000
1000— 2000
400— 1200
400— 1200
400— 1200
400— 1200
500— 900
300— 900
R q, о м
Сопротивле­
ние в рабо­
чей точке
1 ,5
1 ,5
1 ,6
3 ,0
3 ,0
3 ,0
3 ,0
1,8
2 ,0
более
К С В , не
20
20
2
—
—
5
5
10
/ ’макс, МВШ
300
300
150
200
150
100
100
300***
200**
-Рцмп- макс,
м ет
Допустимые перегрузки
СОДЕРЖАНИЕ
Стр.
В в е д е н и е ........................................................................................................................3'
Глава I
Полосковые линии
.............................................................................................
4
Г л а в а II
Направленные ответвители и делители м о щ н о с т и ................................................... 15
§ 2.1. Волноводные направленные ответвители .
.
.
.
17
§ 2.2 Коаксиальные направленные ответвители . . . .
42’
§ 2.3 Полосковые направленные ответвители.......................................... 50
Г л а в а III
Переходы
§
§
§
§
3.1
3.2
3.3
3.4
............................................................................................. ■ :
60'
Коаксиальные ''переходы ...................................................................61
Волноводные п е р е х о д ы ...................................................................69
Переходы с коаксиальной линии на волновод . . .
72
Коаксиально-полосковые переходы
. . . . .
78
Г л а в а IV
Фильтры С В
§ 4.1
§ 4.2.
§ 4.3.
§ 4.4.
Ч ............................................................................................................. 80
Краткие сведения из теории фильтров . . . .
80
Коаксиальные фильтры . . . .
.
8(»
Полосковые фильтры
.
. . .
95
Волноводные фильтры . . . .
195
Глава V
Аттенюаторы и согласованные нагрузки
......................................................... 118
§ 5.1. Волноводные аттенюаторы и нагрузки .
.
■.
.
. 120
§ 5.2 Коаксиальные аттенюаторы и нагрузки
. . . .
130
§ 5.3 Полосковые аттенюаторы и н а г р у з к и .........................................140
I’ л а в а V I
Детекторные головки
142
§ 6.1 Параметры видеодиодов на С В Ч ............................................... 143
§ 6.2 Схемы детектирования и примеры конструкций детектор­
ных г о л о в о к ...........................................................................................148
Приложения
......................................................................................................: 156
Приложение 1. Волновые сопротивления некоторых типов линий .
. 156
Приложение 2. Кабели радиочастотные •
.................................................158
Приложение 3. Соединители ради очастотн ы е................................................. 161
Приложение 4. Присоединительные ряды .
.
. 168
Приложение 5. Трубы из цветных м е т а л л о в ..................................
171
Приложение 6. Фланцы контактные латунные для прямоугольных
в о л н о в о д о в .................................................................................... ■
. . .
177
Приложение 7. Прокладки контактные для фланцев прямоугольных
волноводов
'
180
Приложение 8. Прокладки герметизирующие для фланцев прямоуголь­
ных в о л н о в о д о в .............................................................................................................181
Приложение 9. Неметаллические м а т е р и а л ы ................................................ 182
Приложение« '10. Припои................................................................................... ■ 184
Приложение И. Покрытия металлические и неметаллические .
.
■ 185
Приложение 12. Кремниевые детекторные диоды сантиметрового диа­
пазона
:
........................................................... •
................................................ 188
Р. А. ВЕЧКАНОВА, И. С. КАЛАШНИК,
/1.
С. ЧЕКИНА
РАСЧЕТ И КОНСТРУИРОВАНИЕ ЭЛЕМЕНТОВ ТРАКТА
СВЕРХВЫСОКИХ ЧАСТОТ
Учебное пособие
Редактор И. С: К о л ы ш е в а
Технический редактор Н. М. К а л е н ю к
Корректоры Е. П. М и х а й л о в а , Н. ,П. Г о р д е е в а
Подписано в печать 9/Х-1970 г. ЕО05152. Формат бумаги 60X90/16. Объем
42 печ. л. Тираж 2000 экз. Цена 56 коп.
Куйбышевский авиационный институт им. С. II. Королева,
I'. Куйбышев, ул. Молодогвардейская, 151.
Типография изд-ва «Волжская коммуна», г. Куйбышев, пр. Карла Маркса, 201.
Заказ № 7219/
