8. Аналоговые устройства на операционных усилителях. Лекция
реклама
8. АНАЛОГОВЫЕ УСТРОЙСТВА НА ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЯХ Школа Н.Ф. «ЭЛЕКТРОНИКА И МИКРОПРОЦЕССОРНАЯ ТЕХНИКА» «АНАЛОГОВЫЕ И ИМПУЛЬСНЫЕ УСТРОЙСТВА» Ч.1. «АНАЛОГОВЫЕ УСТРОЙСТВА» Лекция №22 2005 г. 1 8.2. Стабилизаторы напряжения и тока 8.2.1. Стабилизаторы напряжения • Однополярные стабилизаторы напряжения на основе ОУ могут быть построены по схеме инвертирующего или неинвертирующего усилителя, на вход которого подано стабильное напряжение от опорного источника. • Достоинством подобных стабилизаторов является возможность получения различных по абсолютному значению и знаку стабилизированных напряжений при неизменном опорном напряжении. • Источником опорного напряжения сжит параметрический стабилизатор. 2 Схема параметрического стабилизатора. Выбор гасящего сопротивления U вх .макс U ст R I ст I н .макс Iст+Iн Iст Iн 3 Параметрический Стабилизатор напряжения стабилизатор одно-полярный U вых R1 U0 1 R2 ОУ включен в схему неинвертирующего усилителя, на вход которого подано опорное напряжение Uo со стабилитрона D. Для увеличения выходного тока стабилизатора используется повторитель напряжения на транзисторе Т (он может отсутствовать, если 4 выходной ток стабилизатора менее 5 мА). Стабилизаторы напряжения двуполярные 5 Интегральные стабилизаторы напряжения. • При построении различных электронных устройств удобно применять интегральные стабилизаторы, выполненные в виде полупроводниковых микросхем. • Отечественная промышленность выпускает различные полупроводниковые интегральные схемы стабилизаторов напряжения (142ЕН…), обеспечивающих получение как регулируемых (3—30 В), так и фиксированных напряжений: (5; 6; 9; 12; 15; ± 15; 20; 24; 27 В). 6 8.2.2. Стабилизаторы тока 7 8 Школа Н.Ф.: ФАКУЛЬТАТИВНО 9 Подключение нескольких нагрузок с помощью согласованных транзисторов Школа Н.Ф.: ФАКУЛЬТАТИВНО 10 8.3. Электронные узлы на основе операционных усилителей с частотно-зависимыми обратными связями • В качестве элементов частотнозависимых цепей обратных связей выбирают емкости как наиболее стабильные и точные. 11 8.3.1. Интегрирующий операционный преобразователь • Операция интегрирования широко применяется при обработке и генерировании электрических сигналов. • В простейшем интеграторе, выполненном на основе инвертирующего усилителя (рис.), вместо резистора, соединяющего вход и выход ОУ, включается конденсатор С. • Если ОУ идеальный, то весь входной ток интегратора течет через конденсатор. 12 8.3.1. Интегрирующий операционный преобразователь R Uвх Заряд емкости С Iвх=Uвх/R С uвх ( t ) i вх ( t ) ; R -K Uвых t Uвхд=0 1 u ( t ) i ( t ) dt вых c для ОУид С 0 t +UС(0) t 1 1 i вх ( t )dt uвх ( t )dt . С0 СR 0 13 Передаточная функция интегрирующего усилителя в комплексной форме: Z C ( j ) 1 K ( j ) . R j C R Асимптотическая ЛАЧХ такого идеального инвертирующего интегратора, соответствующая этой формуле, представлена на рис. штриховой прямой (крутизна спада -20 дБ/дек на всех частотах). Она имеет единственный полюс на частоте =0. 14 Идеальный интегратор 15 Переходная характеристика идеального интегратора может быть получена подстановкой Uвх(t)=1. Она является линейно-нарастающей и с учетом изменения усилителем знака изображена на рис. (прямая1): t h( t ) U C ( 0 ). CR 16 Идеальный интегратор 17 Школа Н.Ф.: ФАКУЛЬТАТИВНО Интегратор на реальном ОУ • В реальном интеграторе параметры ОУ имеют конечные значения. • Коэффициент передачи для реального интегратора найдем в операторном виде, воспользовавшись выражением для инвертирующего преобразователя, частным случаем которого является инвертирующий усилитель. 18 Из свойств инвертирующего усилителя для конечного К0 (первая причина погрешности): K0 U ВЫХ ( p ) Ku( p ) U ВХ ( p ) 1 С K0 Z OC K0 Z OC R Z OC K 0 R Z OC ( 1 K 0 ) R 1 K0 Z OC R K0 K0 , R 1 ( 1 K0 ) p R C 1 ( 1 K0 ) Z OC 19 K0 Ku( p ) 1 ( 1 K0 ) p R C K0 K0 , 1 p R ( 1 K0 ) C 1 p Э Э R ( 1 K0 ) C R CМ , C М ( 1 K 0 ) C емкость _ Миллера ! 1 1 П Э ( 1 K0 ) R C 20 Переходная характеристика реального интегратора может быть получена подачей на вход Uвх(t)=1В. Э uвых ( t ) K 1 e t Реальный интегратор ведет себя как интегрирующая RC-цепь с постоянной времени Э, на входе которой действует напряжение -К Uвх(t) В. 21 R K Uвх Если -KUвх t Э Емкость Миллера 1 , тоu вых ( t ) uвх K (1+K)C t Э t t K uвх uвх K инт uвх ; ( 1 K ) R C RC гдеK инт uвых ( t ) t uвх RC 22 Условие t Э t 1 , ( 1 K ) R C t ( 1 K ), RC K инт ( 1 K ) Реальный интегратор мало отличается от идеального, если его коэффициент Кинт много меньше коэффициента усиления применяемого ОУ. 23 Вторым источником погрешности является ограничение полосы реального ОУ конечным значением fT. В результате выходное напряжение интегратора задержано относительно входного на время У 1 T . 2 f T K 24 Третьим источником погрешности является прямое прохождение сигнала через конденсатор С и конечное выходное сопротивление реального ОУ. На выходе сигнал дополнительно задерживается , а его амплитуда прямого просачивания пропорциональна RвыхОУ: RвыхОУ . R RвыхОУ 25 Амплитуда прямого прохождения tз У С RвыхОУ K Полная задержка tз Реальный интегратор 26 . Погрешности выходного напряжения интегратора, обусловленные статическими погрешностями ОУ: 1 Uвых I вх R E см dt E см RC вх I t E см t E см . C R C Для задания нулевого начального напряжения на выходе иногда осуществляют его периодический сброс путем разряда конденсатора с помощью переключателя (обычно 27 транзисторного). Школа Н.Ф.: ФАКУЛЬТАТИВНО Неинвертирующий интегратор Простейший неинвертирующий интегратор на основе ОУ состоит из каскадного (друг за другом) включения пассивной цепи R2, С2 и неинвертирующего усилителя, у которого вместо RС включен конденсатор С1. Достоинство неинвертирующего интегратора отсутствие прямого прохождения входного сигнала на выход. 28 Школа Н.Ф.: ФАКУЛЬТАТИВНО 1 p C 1 R1 K , 1 p C 2 R 2 p C 1 R1 Выбирают : C 1 R1 C 2 R 2 , Н ИНТ K Н ИНТ 1 . p C 1 R1 29 8.3.2. Дифференцирующий операционный преобразователь • Его простейшая схема построена на основе инвертирующего усилителя, поэтому также получила название дифференцирующего усилителя. 30 8.3.2. Дифференцирующий операционный преобразователь C R Uвхд=0 для ОУид -K Uвх Uвых duC ( t ) duвх ( t ) i вх ( t ) i C ( t ) C C ; dt dt duвх ( t ) uвых ( t ) R i вх ( t ) R C . dt 31 Передаточная дифференцирующего комплексной форме: функция усилителя в R K ( j ) Z C ( j ) j C R , K ( j ) C R . 32 Асимптотическая ЛАЧХ такого идеального инвертирующего дифференциатора, соответствующая этой формуле, представлена на рис. штриховой прямой 1 (крутизна нарастания 20 дБ/дек на всех частотах). Она имеет единственный нуль на частоте =0. 33 Идеальный дифференциатор Потенци ально неустой чив ЛАЧХ ОУ Реальный дифференциатор 34 • Критическая частота определится точкой пересечения кривых 1 и 2. • Разность наклонов этих прямых к горизонтали здесь составляет 40 дБ/дек, а следовательно, фазовый сдвиг в петле потенциально составит 180°, что и свидетельствует о склонности к самовозбуждению. • Из 180° цепь ОС вносит 90°. Остальные 90° вносит ОУ. 35 Недостатки, ограничивающие применение схемы простейшего дифференциатора • первый - низкое входное сопротивление на высоких частотах, определяемое емкостью C; • второй — повышенный уровень шумов на выходе из-за сравнительно большого усиления на высоких частотах; • третий (главный) — склонность к самовозбуждению. 36 Для устранения недостатков последовательно с конденсатором C (С1) вводят резистор R1. 37 Школа Н.Ф.: ФАКУЛЬТАТИВНО Добавление R1 сужает полосу дифференцируемых частот Схема устойчива! 38 Школа Н.Ф.: ФАКУЛЬТАТИВНО • Резистор R1 вносит в передаточную функцию схемы полюс на частоте 1=1/R1C1 (рис.), начиная с которой коэффициент передачи ограничен величиной R2/R1. • Теперь критической частотой является 3. На ней, как видно из 0 рисунка, jT=90 , что говорит об устойчивости устройства. 39 Школа Н.Ф.: ФАКУЛЬТАТИВНО • Добавление R1 сужает полосу дифференцируемых частот (ширину участка ЛАЧХ с крутизной нарастания 20 дБ/дек). • С целью снижения уровня шумов на выходе путем уменьшения усиления на верхних частотах за пределами полосы дифференцирования в схему дополнительно может быть включен конденсатор С2. • Тогда, начиная с частоты 2=1/R2С2, сопротивление Z2, а значит и К, будут снижаться. Иначе говоря, на характеристике образуется точка излома (полюс) на частоте 2< 40 3. 8.3.3. Активные фильтры Активными называют фильтры, состоящие из резисторов, конденсаторов и активных элементов, например усилителей. 41 • Основная идея их создания в том, чтобы построить фильтры без катушек индуктивностей (которые громоздки), но несмотря на это обладающие хорошей избирательностью. • Последнего удается достигнуть благодаря компенсации потерь энергии в резисторах фильтра с помощью активных элементов - чаще усилителей, охваченных ОС. 42 По полосе рабочих частот фильтры разделяют на: • • • • ФНЧ; ФВЧ; полосовые; заградительные. 43 Аппроксимация характеристик активных фильтров Передаточная функция любого фильтра может быть представлена отношением двух операторных полиномов: Аппроксимация характеристики любого фильтра сводится к выбору коэффициентов этих полиномов, которые обеспечат наилучшее приближение в том или ином смысле к требуемым АЧХ или ФЧХ. 44 Функция К(р) любого фильтра однозначно определяется нулями и полюсами полиномов числителя и знаменателя. Число полюсов определяет порядок фильтра. Фильтры, имеющие константу в числителе (нет зависимости от частоты), называются полиномиальными. 45 Для задания АЧХ применяют нормированный коэффициент передачи: Ф-функция фильрации Нормированная частота M 1 2 Коэффициент частотных искажений 46 Задачу аппроксимации решают для ФНЧ Зона неравномерности АЧХ в ПП y Зона перехода Зона неравномерности АЧХ в ПЗ из ПП в ПЗ 0 C Полоса Полоса пропускания заграждения 47 1.Баттерворта 2.Чебышева 3.Бесселя (ФЧХ) 4.RC Идеальный 5.Эллиптический x 48 Особенности фильтров •Баттерворта - максимально плоская АЧХ в ПП, •Чебышева - равномерные пульсации в ПП, их отсутствие в ПЗ, •Инверсный Чебышева - равномерные пульсации в ПЗ, их отсутствие в ПП, •Эллиптический- пульсации в ПП и ПЗ, максимально крутой переход от ПП к ПЗ, •Бесселя - аппроксимация идеальной ФЧХ, отсутствие выброса на ПХ. 49 Для полиномиальных фильтров нормированную АЧХ представляют произведением множителей первого и второго порядков: 50 Нормированная передаточная функция звена ФНЧ второго порядка: 51 Асимптоты 52 Переход к ФВЧ 1 1 1 , O ,p O p Графики ЛАЧХ по форме совпадают, их необходимо повернуть на 1800 вокруг вертикальной оси, т.е. изменить направление отсчета частоты. 53 Звенья активных фильтров каскадного типа на усилителях с ОС • Фильтры каскадного типа создаются путем последовательного соединения базовых звеньев первого и второго порядка. 54 • Звенья обычно строят на основе ОУ. Последние имеют большое входное сопротивление и малое выходное, а поэтому одновременно обеспечивают хорошую развязку звеньев, исключая их взаимовлияние. • Каскадный метод реализации применяется чаще других. Он обеспечивает простоту расчета, практического осуществления и настройки. 55 Звенья ФНЧ и ФВЧ первого порядка 56 Школа Н.Ф.: ФАКУЛЬТАТИВНО Звено второго порядка на усилителе с конечным К (фильтр Sallen-Key) 57 Школа Н.Ф.: ФАКУЛЬТАТИВНО Соединения НЕТ! Звено ФНЧ (фильтр Sallen-Key) 58 Школа Н.Ф.: ФАКУЛЬТАТИВНО 1 R 3 / R4 W( p) 1 p C 2( R 1 R 2 ) 1 R4 2 p C 1 R1 p C 1 C 2 R 1 R 2. R3 59 Школа Н.Ф.: ФАКУЛЬТАТИВНО Звено ФВЧ (фильтр Sallen-Key) 60 Школа Н.Ф.: ФАКУЛЬТАТИВНО Звено ФНЧ второго порядка на усилителе с неограниченным К (звено с многопетлевой ОС фильтр Рауха) 61 Школа Н.Ф.: ФАКУЛЬТАТИВНО W( p) R 2 / R1 R3 1 p C 2( R 2 R 3 R 2 ) R1 1 . 2 p C 1 C 2 R2 R3 62 Школа Н.Ф.: ФАКУЛЬТАТИВНО Автоматизированное проектирование фильтров в среде Micro-CAP6 63 Школа Н.Ф.: ФАКУЛЬТАТИВНО 64 Школа Н.Ф.: ФАКУЛЬТАТИВНО 65 Школа Н.Ф.: ФАКУЛЬТАТИВНО 66 8.3.4. Генераторы синусоидальных сигналов. На основе ОУ могут быть построены самые разные виды генераторов гармонических колебаний. Если требуется получить синусоидальное переменное напряжение низких или средних частот, то удобнее всего применить один из вариантов RСгенераторов. 67 Генератор с мостом Вина R 3 R1 C 2 R4 R 2 C 1 Условие возникновения автоколебаний Частота 0 автоколебаний 1 R1 R 2 C 1 C 2 . 1 R3 Если : R1 R 2 R , C 1 C 2 C , то 0 , 68 2. R C R4
