шпаргалку по электротехнике, электронике, схемотехнике

1. Резисторы
2. Катушки индуктивности.
3. Конденсаторы.
4. Полупроводники.
5. Пробой p-n-перехода. Виды пробоев.
6. ЭДП. ВАХ ЭДП.
7. П/п.диоды, схема замещ, классиф, УГО.
8. Емкость p-n-перех.
9. Выпрямительные диоды и высокочастотные диоды.
10. Диоды Шоттки.
11. Импульсные диоды.
12. П/п стабилитроны и стабисторы.
13. Туннельные диоды.
14. Общие сведения от тр-рах. Маркировка. УГО.
15. Принцип действия транз-ра и его стат парам.
16. Схемы включения тр. и диф. пар-ры.
17. Статические ВАХ тр-ра в схеме с ОБ; модуляция шири-ны базы.
18. Статические ВАХ тр-ра в схеме с ОЭ.
19. Схемы замещения транзисторов.
20. Усилители эл. сигналов. Классиф-ция.
21. Характеристики и параметры усилителей.
22. Обратные связи в усилителях.
23. Усилитель на биполярном транзисторе на схеме с ОЭ.
24. Расчет усил-ля с ОЭ с помощью эквив-ной схемы в области средних частот (a).
25. Усилитель на биполярном транзисторе на схеме с ОК.
26. Усилитель на биполярном транзисторе на схеме с ОБ.
27. Многокаскадные усилители с R-C связью.
28. Усилители постоянного тока (УПТ).
29. Дифференциальные усилительные каскады.(ДУК)
30. Операционные усилители. (ОУ)
31. Основные хар-ки и пар-ры ОУ.
32. Использование ОУ для реализации звеньев систем регулирования.
33. Инверт сумматор, интегратор, дифференциатор на ОУ.
34. Генераторы синусоидальных колебаний.
35. Частотно-зависимые RC- цепи и RC-генераторы на основе ОУ.
36. Импульсные сигналы (ИС).
37. Ключевой режим работы транзистора.
38. Импульсный режим ОУ. Компараторы.
39. Триггер Шмитта на основе ОУ.
40. Симметричный мультивибратор на основе ОУ.
41. Несимметричный мультивибратор на основе ОУ.
42. Одновибраторы на основе ОУ.
43. Блокинг-генераторы I.
44. Блокинг-генераторы II.
45. Генераторы пилообразного напряжения (ГПН). ГПН на одном транзисторе.
46. ГПН со стабилизацией тока заряда.
47. ГПН на основе ОУ.
48. П/п стабилизаторы напряжения (ПСН). Классификация и параметры.
49. Компенсационные стабилизаторы постоянного напряжения.
50. Простейший транзисторный стабилизатор.
51. Построение регулирующих элементов ПСН.
52. Стабилизаторы напряжения на основе ОУ.
53. Двухполярные ПСН на основе ОУ.
54. Защита ПСН на основе ОУ от перегрузок по току и КЗ в нагрузке.
55. Формулы
56. Схемы замещения тр.
57. Расчет тр. ч/з h-параметры.
1. Резисторы
Резистор - эл-т РЭА предназначенный для распред. и рег. эл. энергии. Эл. энергия
преобр в тепл. и рассеивается.
Классификация:
1) По типу проводящего эл-та: а) проволочные, б) не пров-е.
2) По возможности измен их значения: а)пост, б)перемен.
3) Пост. рез. делятся по назначению на: а) Общего прим-я с доп. отклонением от
номинала ±10% ±20%; б) Точные с σ =±1% ±2%; в) Прецизионные
σ=±(0,01;0,02;0,05;0,8;0,2;0,5)%; г) Высокочастотные; д) Импульсные с малым
знач. собственной емкости; е) Высокочаст-е с раб U>2кВ; ж) Высокомегаомные
R>10Мом; 4) Переем рез. а) Подстроенные - для период. подстройки аппаратуры;
б) Регулиров-е - для оперативных, многокр. перестроек; 5) Спец. рез. - особая
группа пост. рез. сопр. кот. зависит от действия внешн факторов : от I
(стабилитроны),от U(варикапы),от t (термисторы),освещения(фоторезистры)
Осн. параметры рез-ров:
1) Номинальная величина сопр. Rн; 2) Допустимое отн. отклонение от номинала σ
3) Номинальная мощ-ть рассеивания Рн;4) Мах доп. Uдоп≤√( Рн Rн)
5) t-ный коэфф. сопротивления (ТКС); 6) Собственный уровень шумов Е ш; 7)
Постоянная времени τR; 8) Интенсивность отказов λ; 9)Гарантийный срок службы.
Для пост рез. установлено 6 рядов ном. величин сопр.:
Е6;Е12;Е24;Е48;Е96;Е192; цифра после Е указывает кол-во ном. величин в ряду.
Каждый ряд задает опр. коэф-т.
Например: Е6:
1,0; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8; .
Величина сопр. в рез. в ряду должна соотв. одному из этих коэф-в *10n, где n € Z
(ГОСТ9664-74)
При дробном значении сопр. обозн. вел. сопр. ставится на месте запятой
(6,8кОм6К84)
Величина рассеивания мощности рез. Рн в Вт уст. ГОСТ24013-80 и ГОСТ
10318-80.
Усл. граф. обозн. (УГО), для переменного резистора
2. Катушки индуктивности.
К.и. - дискретный элемент, обладающий индуктивностью, т.е. способностью
накапливать электрическую энергию.
Различают К.и.: 1) Избирательных цепей входящих. в состав фильтров, катушек
связи, дросселей выс. частоты. 2) Апериодичных цепей – явл. сост. частью
трансформаторов, дросселей низкой частоты. 3) К.и. могут быть пост. и переем.
индуктивности. При больш. изменении индуктивности они наз. вариометрами, при
малом
(10-15%)
построечными.
4)
По
конструкт
исполнению:
а)
Цилиндрические(каркасные и бескаркасные). б) Плоские(выполняются на
жестком основании. 5) По типу намотки: одно и многослойные. 6)
Экранированные и неэкранированные. 7) С магнитным и немагнитным
сердечником и без сердечника. Осн. параметры К.и.: 1) Номинальное значение
индуктивности. 2) Точность изготовления, допуск σ (от 1% до 10 %). 3)
Добротность К.и. в электр аппаратуре Q = ωL/rk = от 10 до 300. 4) Собственная
емкость, завис от констр. и изм. от 1 до 100 пФ. 5) Стиабильность К.и. опр. измен
индуктивности при изм. внеш. факторов (t, влажн, вибрации). 6) t-ый коэфф
индуктивности (ТКИ) ТКИ=(20÷300)*10-6 1/град.
3. Конденсаторы.
К. - дискретные эл-ты обладающие сосредоточенной электр. емкостью т.е.
способностью накапливать Эл. заряды. Классификация: 1) По возм. изм. емкости:
а) пост. б) переем. в) постр. г) спец. 2) По материалу диэлектрика: а) вакуумные
б) воздушные. в) с тверд неорг. диэл. (слюдяные, керамичечкие, стеклокерамические, пленочные) г) с тверд орг. диэл (бумажные, металлобумажные) д)
электролитные. 3) по доп. напряжению: а) низковольтные(Uраб≤1600В) б)
высоковольтные (Uраб≥1600В). 4) По мощности: малой и большой; 5) по
диапазону рабочих частот: а) для пост и пульсирующего U; б) для U звуковых
частот 102-104Гц; в) для U радиочастот 10-100МГц и более. 6) по конструкции: а)
цилиндрические; б) плоские; в) трубчатые; г) дисковые; Основные параметры:
1) Величина номинальной емкости Сн; 2) Удельная емкость Суд= Сн/V; 3) Отн.
откл. от ном. доп. σ; 4) Темп коэф. емкости (ТКЕ); 5) Ток утечки Iут - ток в уст
режиме при рабочем U; 6) Тангенс угла потерь tg σ где σ- угол до 90о, угол сдвига
фаз м/у I и U в емкости, tg σ =Ракт/Qреакт; 7) Электрическая прочность: раб
Uраб; 8) Реактивная мощность Q=2πfU2C; 9 )Паразитическая индуктивность, её
наличие обуславливает возникновение автоколебаний fрез=(2π√(CкLпар))-1
Согласно ГОСТу, для конденсаторов уст ряд Е6 номиналов σ ≈±0,1-±20% и
кодируются как резисторы. Букв-цифр маркировка состоит из 3 эл.: первый буква или сочетание букв: К – к. пост емкости; КТ – подстр. КП – перем. емкости.
Второй - обозначает вид диэлектрика. Третий - порядковый номер разработки
(напр.К10-17)
Емкость
обозначается:
М(μ)-мкФ,
Н(n)-наноФ,
П(р)-пФ.
УГО К.и.
4. Полупроводники.
П/п - в-ва, занимающие по величине уд. эл. проводимости промежуточное пол.
м/у металлами и диэлектриками. Осн. признаками п/п явл. сильное влияние t,
освещения, ионизирующих изл. и концентр. примес. на их эл. сопр. В качестве
п/п исп. Ge, Si, GaAs. Для п/п хар. явл. то что сравн. небольшие энергетические
воздействия (нагрев, облучение) приводят к увел. энергии электронов внешней
оболочки атома и их отрыву от атомов. Такие e-ны обладают возможностью
свободно перемещаться по объему п/п и наз. e-ми проводимости, при отрыве e-на
от атома в месте разрыва появл. “дырка”. Отсутствие e-ны в вал. связи
равносильно появл. в данном месте пол. заряда, который и предписываюд дырке.
На незаполненную связь приходят валентные e-ны с соседней
связи чему
способствует тепловое движ. в п/п, поэтому место, где отсутствует валентный e-н
хаотично перем-ся по кристаллу. Исчезновение дырок в одном месте и их
появление в другом учитывают как движ. дырок. При приложении U к п/п дыр.
будет двигаться в направлении противоп. напр. движ. e-на и опр. полярностью U
что соотв. переносу пол. заряда, т.е. протеканию эл. тока. При производстве п/п
приборов обычно исп. примесные п/п у которых часть атомов основного вещ. в
узлах кр. реш. замещена атомами др. вещ. При исп. 5-вал. примесей 5 e-н ее
атомов остается свободным от вал. связи и даже при комн. t-ре отрыв. от атома.
Причем отдающие e-ны называют донорными, а п/п n-типа. В п/п с 3-х
валентными примесями e-нов для заключения валентных связей не хватает. Они
приходят от сосед. атомов в рез-те чего обр. дырки. Причем примесные валентные
e-ны наз. акцепторными, а п/п р-типа. При отсутствии эл поля в крист. и
одинаковой концентрации носителей заряда в объеме п/п e-ны и дыр. нах. в
непрерывном тепл. хаотичном движ. и ток в п/п = 0. При прил. к п/п эл. поля или
при неравн. распред. конц. носителей заряда в объеме п/п , возникает эл. ток.
Напр. движение носителей заряда по действием эл. поля наз. дрейфом, а в рез-те
возн. градиента концентрации носителей заряда - диффузией.
5. Пробой p-n-перехода. Виды пробоев.
При значит увел. Uобр возн-ет быстр рост Iобр(А). Это явл-е наз-ся пробоем ЭДП.
Различают тепловой и эл. пробой, а эл. пробой разд. на лавинный и туннельный.
Тепл. пробой возн. за счет интенсивн термогенер-ации носителей в p-n - перех
при недопуст увел. t. Процесс развивается лавинообразно, т.к. увел. числа
носителей заряда за счет увел. t вызывает рост Iобр и еще > разогрев участка ЭДП.
Процесс заканчивается расплавлением этого участка и выходом прибора из строя
(участок В-Г). Лав. проб. обусл. лав. размнож носителей в p-n - перех, в рез.
ударн. ионизации атомов быстрыми нос. заряда под действием больш Uобр. Лав.
проб. (участок А-Б) возн. в толстых p-n - перех где е-ны успевают разогнаться и в
тоже время встретится с большим кол-м атомов. Туннельный проб. хар-ся отрывом
вал. е-ов от атомов п/п под действ сильного эл. поля. Тун. проб. разв. в тонких pn-перех, где при небольш Uобр имеет место высокая напряженность поля (участок
А-В). Лав. и тунн. пробои явл-ся обратимыми процессами.
6. ЭДП. ВАХ ЭДП.
Рассм. монокр. п/п с резкой границей м/у р и n областями. Предп., что в эл. и
дыр. обл. конц. Осн. нос. заряда одинаковы по всему объему и равны соотв. nn и
рp. Осн. нос. в п/п n-типа явл-ся e-ны ,а неосн. – дыр., в п/п р-типа наоборот.
Обозначим конц. неосн носителей nр и рn.При изг. п/п приборов примеси вводят в
таком кол-ве чтобы осн. носителей было на 2-3 порядка больше неосн. (рр>>np;
nn>>pn). Граница p и n обл. наз. ЭДП. Т.к. конц. осн. нос. намного выше конц.
неосн., то на ЭДП созд-ся градиент конц. е-нов и дыр. В рез. возн. диф. ток I
(диф. е в р-область и дырок в n-обл-асть).
В равновесном сост., т.е. при отсутствии внеш. ист. эл.
поля появл-е диф. тока нарушается нейтральность обл.
п/п. На гран. n-области образуется неподвиж пол. заряд
ионизированных доноров за счет ухода е из n-обл , а на
границе р-обл отр. заряд ионизированных акцепторов. В
рез-те в переходн слое обр-ся эл. поле Е, создающ
дрейфовый ток Iдр обр. напр.
При отсутствии внеш. поля м/у двумя областями п/п устся такая разность пот., при кот. ссуммарн ток ч/з переход
=
0.
Эта
разн.
потенц.
наз.
константной
разностьюю
потенциалов
φк=φ+ln(pp/pn)=φтln(nn/np); где φт=кТ/q - тепловой потенциал, к=1,37*10-23 Дж/К
-19
- пост Больцмана, Т-абс т-ра, q=1,602*10
–заряд е. Толщина слоя объемного
заряда каждой обл. зав. от конц. носителей в обеих областях. Объ. заряд
обуславливает уменьш. концентр носителей в этом слое и  уменьш. его
проводимости. Если к p-n-перех приложить U, то его большая часть прикл. к ЭДП.
При этом, ч/з перех протекает ток, вел-на кот. зав. от вел. и напр. U. U прилож
“+” к р-обл, а “-” к n-обл и создающ на ЭДП поле обр. напр. по отн. к соnst разн.
пот. наз. прямым напряж.
Ток протек. при этом ч/з ЭДП наз. прямым. При прот. полярностити U оно наз-ся
обратным  ток - обратным током. При подкл. Uпр к ЭДП U на нем уменьш. и
стан. = φ. φ= φк-U, где U - прилож напр. Уменьш U на ЭДП приводит к увел. вел.
диф. тока, а дрейфовый ток ост. const. Ток ч/з ЭДП перестает = 0, т.е ч/з ЭДП
протекает ток, образ осн. носителями. Этот ток наз-ся прямым током и завис от U.
Iпр=Iнас(еqU/(kT)-1)=Iнас(еU/φ -1)
где Iнас - ток насыщения, опр св-ми п/п и конц. нос. в нем. Записанное ур-е явл.
ур-м прямой ветви ВАХ ЭДП: φ=φк+U.
Область объемн заряда расшир-ся поэтому диф. ток уменьш., а дрейф. ост. const.
Напр. тока изм. и ч/з ЭДП будет протекать обр ток.
Iобр=Iнас(е-qU/(kT)-1)=Iнас(е-U/φ-1)
Т.к. φт≈0,025 В, то при U > нескольких десятых долей В обр. ток достигает знач-я
Iнас и остается const. Идеальная ВАХ ЭДП:
7. П/п.диоды, схема замещ, классиф, УГО.
П/п. диодом наз-ся двухэлектродный прибор, осно-ву которого сост p-n-структура
с р и n обл-ми раздел-ми ЭДП. При произв-ве д ,одну из обл легируют >,и она
имеет > конц осн носит заряда (обычно
p-обл) и обозн как р+. Эту обл наз-ютэмиттером, а другую – базой. р-n перех с неодинаковой конц примесей
наз-ся несимметричным и обозн (р+n). При расчете эл схем с п/п.д.
возникает необх в уче-те всех парам-в
д. С этой целью исп-ся схема замещ:
Элем схемы зам явл-ся:
Сд=Сб+Сдиф, и завис от режима работы;
R - интегр сопр перех, опр по ВАХ
диода; rб-распределенное эл сопр базы д., его электродов и выводов. В точных
расчетах учитыв-ся емк м/у выв-одами Св, их индуктивность Lв, входн Свх и
выходн Свых емк-ти д относ-но общей шины устр-ва.
Типы диодов: выпрямительные, высокочастотные, импульсные, стабилитроны и
стабисторы, варикапы, туннельные, обращенные, двухбазовые, диоды Шотки,
светодиоды, фотодиоды.
Б2
Э
Высокочастотные и
выпрямительные
Стабилитроны и
стабисторы
Варикапы
Б1
Двузбазовые
Туннельные
Диоды Шоттки
Обращенные диоды
Букв цифр маркировка д состоит из неск эл-ов: 1) Буква или цифра обозн
материал: Г или 1-Ge, К или 2-Si, А или 3-соед Ga, И или 4-In. 2) Буква обозн
подкласс д. Д - выпрям, импульсн, магнитодиоды. Ц - выпрям столбы и блоки,
мосты. С - стабилитроны и стабисторы. В - варикапы, Л - светодиоды, И –
туннельные. А - СВЧ диоды. 3) Цифра обозн подкл по частоте раб и расс мощн-ти
4) 5) 6) Цифры и буквы обозн № разработки,а для ста-билитр и стабисторов U
стабилизации и последов-ть разработки. 7) Буква опр-ая различия в параметрах
Пример: КД2102А
8. Емкость p-n-перех.
Емкость p-n - перех образована так называемыми барьерной и диффуз.
емкостями.
Барьерная емк. Сб хар-ся сосредоточением по обе стороны границы раздела р и n
слоев объемных зар-ядов, создаваемых ионами примес. Наличие бар. емк. обусл.
протекание тока ч/з ЭДП при изм U на нем. Величина Сб опр-ся соотношением:
Сб=dQ/dU.
Вел-на Сб завис от площади р-n - перех и м/б до десятков и сотен пФ. Это физ.
явл., т.е. зависимость Сб от Uобр исп. в варикапах, применяемых в качестве
конденсаторов перем емк., управляемых U.
Диффузионная емкость Сдиф обусл. изм. суммарных зарядов неравновесных е-ов и
дырок, соотв-но в р и n обл в рез. изм. U на ЭДП. Эти заряды создаются за счет
диффузии нос. ч/з ЭДП, поэтому Сдиф обр. при Uпр на нем. Величина Сдиф завис от
протек ч/з перех Iпр и может составл сотни и тысячи пФ, т.е. Сдиф>>Сб Т.о. при
прямом смещении ЭДП его емк. опр в основном Сдиф, а при обр., когда Сдиф=0 барьерной емкостью Сб.
9. Выпрямительные диоды и высокочастотные диоды.
П/п. д., предназн для выпр перем. тока низк. частоты наз. выпрям. д. В них исп.
асимметрия ВАХ р-n-перех. Выпр. д. по мощн подразд на: 1) малой (Iпр до 300 мА,
Uобр до 1,2 кВ) 2) средней(Iпр=0,3…10А, Uобр=1,2кВ) 3) большой мощн. (Iпр до 1кА,
Uобр до 3,5кВ). Параметрами выпр. д. явл-ся: 1) Допустимый выпр ток (средн
знач-е прям-го тока), определ как допустимое среднее за период знач-е тока
синусоидальной формы при работе цепи с част 50 Гц в заданном диапазоне
температур. 2) Прямое падение U (Uпр на диоде при токе Iпр). 3) Max Uобр,
классифицир при max раб t-ре. 4) Iобр, опр-ся при max раб t-ре и Uобр
Кремниевые д. имеют по сравн с герм более высо- кую раб t-ру и Uобр, более низк
цену и Iобр, но больш-ее прямое падение U. Схема замещ имеет 2 эл-та: Rn и rб.
10. Диоды Шоттки.
Кроме
полупроводниковых
переходов
сущ-ет
также
переход
“металлполупроводник”, который обозн-ся как m-p и m-n, в завис-ти от типа п/п-ка.
Осн-ые матем-е соотн-я получил для них немецкий ученый Шоттки, поэтому они
названы в его честь, а потенциальный барьер на переходе “металлполупроводник” наз-ся барьером Шоттки.
Прямой ток в них создается основными носителями заряда. Накопление заряда в
базе отсутствует, а барьерная емкость мала (доли пикофарад).
За счет этого, предельная частота работы составляет 10 ГГц. Их исп-ют в качестве
быстродейств логарифм эл-ов. Д.Ш. имеют Uобр до 500В, Iпр до 10А,Uпр≈0,3В, что
озн-ет из высокий КПД; технолог их пр-ва дешевая, однако коммутируемый ими
ток невелик, а допустимое обратное напряжение ограничено.
11. Импульсные диоды.
Они предназн для работы в качестве ключа с двумя состояниями: открыт- когда R
д мало, закрыт– когда R д велико. Время перехода из одного сост в другое опр-ся
быстродействием аппаратуры с этими д-ми.
Длительность процесса перекл имп.д. из закр сост в откр опр временем накопл
необх конц неравновесн-ых носителей в близких к p-n-переходу слоях за счет их
дифф ч/з переход. В рез-те прям напр на д при его отпирании Uпримп имеет > велну, чем в установ режиме Uпр. Это наз-ся имульсн прям напряж-ем д-а, а интервал
времени в теч которого U на д-де уст от Uпримп до 1,1Uпр наз-ся временем
установления,tуст.
Переключение д-да из отк сост во вкл сост хар-ся резким увел обр тока до
величины Iобримп и наличием интервала t изм обр тока до низк знач-я. Это обуслно стягиванием неосн носит-ей заряда обратно в р-n-переход под действ обр
напр-я и их рекомбинацией с осн носителями з-да. Временем восст-я аппаратно-го
сопр-я tвос наз-ся интервал времени от момента прохождения тока ч/з 0 после
перекл диода с задан-ного Iпр на заданное Uобр до мом-та достиж-я Iобр зад-анного
низкого значения. По tвос имп. диоды дел на:
-высокого быстродействия tвос<10мс
-среднего быстродействия 10мс<tвос<100мс
-низкого быстродействия tвос>100мс
12. П/п стабилитроны и стабисторы.
Д-ды в кот исп св-во незначительного изм. обр. напр-я на p-n - пререходе при
электр (лавинном или туннельном) пробое наз-ся п/п стабилитроном. ВАХ:
Рабочим участком ВАХ п/п. стаб. явл.
уч-к 1-2 обр. ветви хар-ки. Осн парамми явл: 1) U стабилизац Uст; 2)Min ток.
стабилиз Iст min; 3) Мах ток стаб Iст мах;
4) Динамическое или дифференц-е
сопротивл-е Rд; Rд хар-ет наклон раб
точки
учс-тка.(1-2):
Rд=d/d(I)
≈∆Uст/∆Iст; 5) Прямое сопр Rпр; Прямое
сопр в раб точке А опре по ф-ле:
Rн=UaIа 6) Темп. коэф. напр. стаб.
(ТКН). ТКН хар-ет измен Ucт в % при
изм t-ры окр среды на 10С. Он может
сост то 0,0005 до 0,2 %.
Напряж
стаб.
стабилитроне
и
стабисторе лежит в пределе от 0,7 до 180 В. Min ток стаб Iст min может изм от 10-х
долей до 180В. Iст max огр-ся допус-тимой мощностью рассеивания и м/б от 2мА до
1,5мА.
Стабилитроны прим в схемах || стаб U. Раб точка п/п. стабистора обычно выбир в
середине уч-ка 1-2:
Iст=(Icт min+Iст мах)/2.
Для данной схемы можно сост ур-е Кирхгофа. (по 2-3 з-ну):
Е=Rб/(Iп+Iуст)+Uст.
найдем изм напр стабил-ции при изм напр ист пит-я:
∆Е=∆Uст+Rб(∆Iп+∆Icт)=
∆Ucт+Rб(∆Ucт/Rп+∆Uст/Rд)
∆Uст=∆Е/(1+Rб/Rп+Rб/Rд);
Rб/Rд>>1, получим ∆Uст<<∆Е ,т.е.
напр на нагр и стабил-не измен значно < чем напр исп пит.
При измен Rп измен Iп на вел-ну ∆Iп;
тогда при Е=const ∆I0=∆Iп-∆Iст при
этом изм напр стаб-ции:
∆Uст=Rб(∆Iп-∆Iст)=Rб(∆Iп-∆Uст/Rд)
∆Uст=RбIп/(1+ Rб/Rд)
 чем увел. отклонение Rб/Rд тем увел.стабилизация напр на нагр-ке. Однако при
очень > Rб расс мощн на нем так же увел, падает КПД. устройства.
Стабисторы исп. для стабил низк напр.
Они раб на прямой ветви ВАХ. ЭДП.
Высокочастотные диоды предн-ны для раб-ты в цепях с част. тока до сотен МГц,
они подр-ся на: 1) Детекторные - исп-е для выдел-я низкочастотного сигнала из
модулированного колебания. 2) Смесительные - предназн для изм. несущей
частоты модулированного колебания. 3) Модуляторные – исп. для модуляции
высокочастотных колебаний.
Для изготовл всч. д. исп-ся спец. технологии позвол-е уменш. емкость д-да Cд.
Параметрами этих диодов, кроме указ для выпрям диодов явл-ся предельная раб
частота.
Схема замещ: Rn, rб, Сд, Сб, Lв.
13. Туннельные диоды.
Т.д. - это п/п д., в принципе раб которых исп тунн эф преноса з-да ч/з потенц
барьер р-n - перех. Т. д. отлич-ся
высокой конц носителей примесей
(1019
атом/см3).
Благодаря
чему
обедненный слой станов очень тонк
это прив-т к появл тун эфф прох носит
заряда ч/з р-n - перех.
ВАХ: Т. эфф действ-ет от отриц напр
до Umin, ч/з тун д. протекает дифф ток,
экспоненциально зависящий от прил.
напр. Наклон падающ участка ВАХ опр
вел-ну дифф отриц сопр тунн д-да:
Rд=dU/dI≈∆U/∆I
Другими параметрами явл-ся:
- ток пика ВАХ Imax
- Umax cоотв напр
- Imin ток падения хар-ки
- Umin соотв напр.
- Кi = Imax /Imin
- Uп - мах напр допуст при работе т.д. в схеме гене-ра
- Сд - емк диода.
Ток в т.д. созд-ся осн носит, поэтому
прибор обл высоким быстродействием и
может раб на частотах до сотен ГГц.
Т.д. хар-ся малой потр мощн, массой и
габарит, уст-ю к радиации, малым темп
коэфф напр и тока.
Схема замещ и генератор на его основе:
14. Общие сведения от тр-рах. Маркировка. УГО.
Биполярным транзистором наз-ся трехэлектродный полупроводниковый прибор,
имеющий 2 ЭДП и предназначеный для усиления. В зав. от чередования областей
различают p-n-p и n-p-n. Их п/п структура и УГО:
Одну из крайних обл. легируют п/п
структуры сильнее чем другую. Ее исп.
для инжектирования носит заряда в
средн обл. и наз-ют эмиттером. Дру-гая
крайн обл наз-ся коллектором, функц
которого яв-ся сбор. носит заряда,
пошедших ч/з базовую обл. Пластина п/п явл. основ конструкции и назся базой. Переходы обр. с базой наз-ся соотв эмиттерный(Э) и
коллекторный(К). В обоих типах тр. фун. слоев и принц. действ.
аналог. Отличие их в том что измен тип носит заряда, приход в базу. В
p-n-p – дырки, в n-p-n – е-ны. Букв-цифр маркировка аналогична марк
диода:
2) Буква Т - биполярные П – полевые; 3) Цифра указ мощн и частотн
св-ва: а) Мал. мощн. (Рк<0,3Вт): 1-низк част с fгр=3 МГц; 2-средн част с
fгр от 3 до 30 МГц; 3-выс част с fгр>30 МГц; б) Сред. мощн. (Рк=0,31,5Вт): 1-низк част с fгр=3 МГц; 2-средн част с fгр от 3 до 30 МГц; 3-выс
част с fгр>30 МГц; в) Больш. мощн. (Рк>1,5Вт): 1-низк част с fгр=3 МГц; 2-средн
част с fгр от 3 до 30 МГц; 3-выс част с fгр>30 МГц
15. Принцип действия транз-ра и его стат парам.
Рассм. тр. типа p-n-p: при подкл к нему
ист. питания и распр. потенциала вдоль
структуры. При подкл к. напр. Uк
происх. обр. смещ. к. перех. и в цепи
кол. поя-вл слабый ток - это обр ток к
Iкбо. Этот ток явл. одним из важн.
парам. тр. и представ собой ток ч/з
кол-ый перех при заданном обр напр
Uкб и разомкн выводе э. При подкл э.
напр. Uэ происх. прям. смещ. э.
перехода и в цепи появл. ток Iэ, кот. в
осн. опр-ся током диф. и имеет эл. и
дырочн составл-е. Технол. изгот. тр.
такова, что э. имеет увел. конц. осн.
носит (в p-n-p – дырок), а в базе
таковых мало, и дырочная сост. тока э.
у тр. >> эл. сост (Iэp>>Iэn) Iэn замык ч/з
цепь базы и не участв в созд. тока к. Диф. е-нов из базы в э. восполн. притоком к
базе е-нов из внеш. цепи, сто и опр напр эл сост тока э. Для цепи базы Iэn явл.
одной из сост. тока базы. Инжектированные из э. в б. дырки под действ диф.,
стремящейся выровн. их конц. по всему объему б. перемещает их в напр к.
Приближ. к обр. смещ к. перех. дырки, как неосн. носители безпрепятственно
проходят из б. в к. увеличавая ток к. Некоторое кол-во дырок при их движ к. базе
рекомбинирует с е-ми что вызывает дополнительный приток е-ов в базу из внешн
цепи т.е. наличие рекомбинир сост Iэрек тока э., явл-ся сост тока базы. За счет
соотв. констр. тр. на к. попадает большинство инжектированных в базу дырок
поэтому Iэрек>>Iкр. Вел-на, αинт=Iкр/Iэ=0,95-0,99 (1), наз-ся стат. или интегр. коэф.
передачи тока э. Он показывает, какая часть тока э. замыкается ч/з кол. цепь.
По 1 з-ну Кирхгофа
Iэ=Ik+Iб (2),
где Iэ=Iэп+Iэрек+Iкр
Iб=Iэп+Iэрек+Iкбо;
Ik=Ikp+Iкбо; исп (1) и(2) получим:
Ik= αинтIэ+ Iкбо
наряду с αинт часто исп статический (интегр) коэфф передачи тока базы
βи=Iкр/(Iэп+Iэрек)=(Iк-Iкбо)/(Iб+Iкбо) (3)
Стат. параметры измеряются в стат. режиме при неизм. токах и напр.
16. Схемы включения тр. и диф. пар-ры.
В завис от того какой электрод явл общим для вх и вых цепей разл 3 схемы вкл
тр: с ОК,ОБ,ОЭ.
Согласно (Iэ=Ik+Iб (2)) при возр Iэ на вел-ну ∆Iэ
возр. также и ост токи. Iэ+∆ Iэ= Ik+∆Ik+Iб+∆Iб (4)
Вычтем (2) из (4) : ∆Iэ=∆Ik+∆Iб (5)
отношение приращ вых тока к вызывающему его
приращ вх тока при неизм U вых цепи наз-ся коэф
ОК
(диффренц) прямой передачи по току.
В схеме с ОК вых ток –Iэ вх-Iб коэфф; пр перед по току в сх с Ок ≈1 и опр по фле:
∆Iэ/∆Iб=|исп ф-лу 8|=∆Iб/(∆Iб(1- α))=1/(1- α)=|исп ф-лу 11|=1/(1- β/(β+1))=
(β+1)/( β+1- β)= β+1≈ β(12) т.к. β>>1.
При работе тр-ра в линейном режиме на практике исп. след равенства:
α≈αи=Iк/Iэ (13)
β≈ βи= Iк/Iб (14)
Iк>> Iб>> Iкбо
зная α и β по (13) и (14) можно определить токи
Iк ;Iб ; Iэ
Iк≈ α Iэ
Iэ= Iк/ α (15)
Iб≈ Iк/ β
Iб≈ Iэ(1- α) (16)
Для сх с ОБ: ток вх - Iэ, вых -Iк поэтому для сх с ОБ
коэфф пр предачи по току = α=∆Ik/∆Iэ при
Uк=const (6)
В усил. режиме в схеме с ОБ αи ≈ α. Из (6) можно
найти приращ Iк: ∆Ik= α*∆Iэ(7). Приращ тока б есть
разность приращ Iэ и Iк: ∆Iб=∆Iэ- ∆Ik подставим
сюда (7): ∆Iб=∆Iэ- α*∆Iэ= ∆Iэ(1± α)(8)
ОБ
В схеме с ОЭ вых. током явл Iк, вх - Iб, поэтому
коэфф прям перед по току: β=∆Iк/∆Iб при Uк=const
ОЭ
(9) Коэфф β можно выр-ть ч/з α: β= α*∆Iэ/(∆Iэ(1±
α))=α/(1- α)≈1/(1- α) т.к. α≈1 (10)
Отсюда видно что чем ближе α к 1 тем больше
коэф β. Из (10)=> β(1- α)= α; β- β *α= α ; α= β/( β+1) (11)
В схеме с ОЭ при отсутствии Iб ч/з тр протекает сквозн ток Iкэс, аналогично току
Iкбо в сх с ОБ. Подставим (2) в выр-е Iк= α Iэ+ Iкбо при Iб=0 и получим Iкэс= Iкбо/(1α)= Iкбо(β+1) (17)
17. Статические ВАХ тр-ра в схеме с ОБ; модуляция шири-ны базы.
Тр-р в каждой схеме включения хар-ся 4 семействами статических хар-тик: 1)
Iк=f(Uк) при Iвх=const–это выходные или колл-ые хар-ки; 2) Iвх=f(Uвх) при
Uк=const– входные хар-ки; 3) Iк=f(Iвх) при Uк=const – хар прямой передачи по
току; 4) Uвх= f(Uвых) при Iвх=const – хар. обратной связи по U. Значит I и U при
построении хар-тик не учитываются, что
позволяет унифицировать их для тр. pn-p и n-p-n типов.
Входные (э.) стат. хар-ки тр. в схеме с
ОБ пред-ют собой зависимость Iэ=f(Uэб)
при Uк=const. Входная хар-ка при Uк=0
подобна прямой ветви ВАХ диода. При
подаче на p-n-p тр-р отриц-го колл-го
напр-ия, вх-ая хар-ка смещается влево.
Влияние Uк на положение вх-ой хар-ки
свидетельствует о наличие в тр-ре
внутр-ей обратной связи. При подаче
или увел-ии по модулю Uк появл-ся или
увел-ся Iкбо и умен-ся составляющая Iэрек
из-за
расширения
К
перехода
и
соответствующего
этому,
умен-ие
ширины Б. Этот эффект расширения К
перехода и умен-ия эфф-ой ширины Б
при увеличении Uк наз-ся модуляцией ширины базы.
Выходные (кол.) хар-ки тр-ра в схеме с ОБ пред-ет собой зависимость Iк=f(Uк) при
Iэ=const. Вых-ая хар-ка при Iэ=0 явл-ся обратной ветвью ВАХ диода. Увел-е Iэ
ведет к сдвигу хар-ки вверх и влево. При обратносмещенном К переходе наблюдся
незначительное
увел-ие
наклона хар-к при повышении
Iэ. Это объясняется косвенным
влиянием Uк на вел-ну Iкр, т.е. с
увел-ем Uк умен-ся толщина Б и
Iэрек,  Iкр несколько увел-ся,
причем это увеличение тем
больше, чем больше сам ток Iкр,
т.е.
чем
больше
Iэ.
При
относительно больших Iэ выхые хар-ки сближаются, т.к. при
этом
происходит
относит-ое
увел-ие Iэрек и Iэн, т.е. статич-ий
коэф прямой передачи по току
α умен-ся. Начальные участки вых-ых хар-ик снимаются при изменении
полярности Uк.
18. Статические ВАХ тр-ра в схеме с ОЭ.
Вх-ые и вых-ые статич-ие хар-ки пред-ют собой зависимости: Iб=f(Uбэ) при
Uк=const; Iк=f(Uк) при Iб=const и они имеют вид:
При Uк=0 нулевая вх-ая хар-ка
пред-ет собой суммарную хар-ку Э
и
К
переходов,
соединенных
паралл-но
и
подключенных
к
источнику
питания
в
прямом
направлении,
т.е.
Iб=Iэ+Iк.
Отключение К не сущ-но влияет на
вх-ую хар-ку, т.к. Iб в основном
опр-ся rб, т.е. при Iк=0. При
небольшом отриц-ом напр-нии на К
Iк меняет свое направл на обычное
и Iб становится разностным Iб=Iэ-Iк.
В рез-те Iб резко умен-ся, а вх-ая
хар-ка располагается значительно
ниже нулевой. При дальнейшем
увел-ии по модулю Uк вх-ая хар-ка
незначительно смещается вправо и
практически сливается с хар-ми,
снятыми при дальнейшем увел-ии
Uк.
Вых-ые хар-ки – это зависимости Iк от Uк, при различных знач-ях iб=const.
Нулевая вых-ая хар-ка, т.е. обратный ток К-Э проходит ч/з начало координат и в
рабочей области, т.е. |Uк|≥1 В располагается на уровне βU∙Iкбо. При увел-ии Iб
вых-ые
статич-ие
хар-ки
сдвигаются вверх и по сравнению с
общей Б имеют примерно в β раз
больший
наклон
и
более
разковыраженное сближение при
значительных Iб. Статич-ая ВАХ трра с ОЭ и ОК примерно одинаковы.
19. Схемы замещения транзисторов.
СЗТ могут соответство-вать их физ-им пар-рам, а также пар-рам, харак-щих их
как линей-ный 4-х полюсник. Достоинство физ-их пар-ров в том, что они
наглядны и непоср-но хар-ют физ-ие св-ва 3-х слойной п/п структуры. Их можно
рассчитать по геометрии слоев и пар-рам материала, но их прямое изменение
невозможно. Дост-вом пар-ров 4-х полюсника явл-ся то, что их можно измерить.
СЗ позволяют упростить расчеты электронных схем. СЗТ в физ-их пар-рах предсся в виде Т-образной схемы, отражающей его структуру. Для включ тр-ра с ОБ и
ОЭ они имеют вид:
Эти схемы справедливы для лин-ых учков статич-ких ВАХ тр-ра, когда его парры можно считать неизменными, т.е. для
малых изменений тока и напряж-ия.
Пар-ры СЗ с ОБ: 1) rэ=dUэб/diэ=φт/Iэ
(Uкб=const)
дифференц-ое
сопр-ие
эммит-го перехода позволяет учесть
связь м/у напряж-ми на Э переходе и
протекающим ч/з него Iэ. Его вел-на, в
зависимости от Iэ, м/б от единиц до десятков Ом; 2) объемное сопр Б rб. Оно опрся в направ-ии прохождения Б тока в слое Б от границы Э перехода. rб>rэ и
составляет сотни Ом; 3) эквивал-ый источник тока αIэ. Он учитывает транзитную
составляющую приращения Iэ, проходящую ч/з Б в К; 4) rк=dUкб/diк (Iэ=const).
Дифферен-ое сопр-ие К перехода (включ-ся в обратном направлении). Оно
учитывает изменение Iк с изменением Uкб вследствие модуляции ширины Б. Его
вел-на от 0,5 до 2 мОм; 5) источник напряж-ия μUкб.
Он опр-ет напряж-ие внутри полож-ой обратной связи и отражает влияние
эффекта модуляции Б на вх-ую цепь тр-ра. Т.к. μ мало (10-4…10-3), то этот
источник часто в схему не входит; 6) емкости Э и К переходов С э, Ск.
Дифф-ая и барьерная емк-ти Э перехода больше таковых К перехода, но т.к. Сэ
зашунтировано значительно меньшим сопр-ем (rэ), чем Ск зашунтир-но (rк), то
начиная с десятков кГц емкость Ск приходится учитывать, а Сэ на этих частотах
пренебрегают; 7)α=di/d…?… кб=const)
диффер-ый коэф-т передачи тока.
Зависит
от
частоты
усиливаемого
сигнала. В обл-ти повышенных частот,
где
начинает
сказываться
время
прохождения дырок ч/з Б, Iк и Iб
отличаются по фазе от I э, а коэф-т α
умен-ся. Одним из основных пар-ров
тр-ра явл-ся граничная частота fα, при
к-ой модуль комплексного коэф тока α
ум-ся в √2 раз. В Т-образной СЗТ с ОЭ
пар-ры rэ и rб имеют тот же физ-ий
смысл, что и в схеме с ОБ. Источник
тока здесь показан, как βIб, т.к. вх-ым
током в этой схеме явл-ся Iб. Сопр-ие К перехода r*к=rк/(β+1), аналогично
С*к=Ск(β+1) и влияние ее в обл-ти повышенных частот значительно больше, чем
Сэ, поэтому Сэ обычно не учитывают. Дифф-ый коэф-т передачи тока с ОЭ также
частотнозависимый. Граничная частота fβ=fα/(β+1), т.е. частотные св-ва тр-ра в
схеме с ОЭ хуже, чем в схеме с ОБ.
20. Усилители эл. сигналов. Классиф-ция.
Электронным усилителем наз. устр-во, позволяющее преобразовывать вх-ые
электр-ие сигналы в сигналы большей мощности на выходе. Это преобразование
совершается за счет энергии источника питания. Все усил-ли делятся на 2 класса
с лин-ым и нелин-ым режимом работы, наз-ся лин-ые и нелин-ые усил-ли.
Лин-му усил-лю предъявляется требование min искажения усиливаемого сигнала,
что выполняется при пропорциональной передаче усил-ля мгновенных значений
тока или напр-ия. Коэф-т усиления при этом рассчитывают по амплитудным или в
случае синусоидального сигнала действующим значениям тока и напряж-ия.
Важнейшим показателем лин-ым усил-ем явл-ся АЧХ (амплитудно-частотная
характеристика), показывающая завис-сть модуля коэф-та усиления по напр-ию,
опре- деленного для синусоидального сигнала от частоты. В зависимости от вида
АЧХ лин ус подразделяются на:
1) усил-ли пост-го тока (УПТ) с рабочим диапазоном частот fр от 0 до 103…108 Гц;
2) усил-ли звуковых частот с fр от десятков Гц до 15 -25 кГц;
3) усил-ли выс частот с fр от десятков кГц до сотен МГц;
4) широкополосные усил-ли с fр от десяток Гц до сотен МГц;
5) узкополосные усил-ли с узкой полосой fр.
Нелин-ый усил-ль хар-ся зависимостью коэф-та усиления от вел-ны вх-го
сигнала. Такие усил-ли применяются для преобразования усиливаемого сигнала,
например sin-ого в импульсный (усил-ли-ограничители). Они используются и для
усиления импульсов (нелин-ые импульсные усил-ли). Как правило, усил-ль
состоит из нескольких каскадов, каждый из к-ых выполняет свои ф-ции. По колву каскадов усил-ли делятся на одно- и многокаскадные. Соединения каскадов
осущ-ся либо только по переменному I, либо галиванически. В посл-м случае с
выхода предыд-го на вход последующего каскада передается как переменная, так
и пост-ая составляющая U или I. Такой класс усил-лей наз-ся усил-ми с
непосредственной связью. Частным их случаем явл УПТ. В УПТ для связи каскадов
по перемен-му I и разделения по пост-му I используются различ-ые эл-ты, что
позволяет классифицировать усил-ли след-им образом:
1) усил-ли с RC-связью, где разделительным элементом явл-ся конденсатор;
2) усил-ли с трансформаторной связью;
3) усил-ли со связью ч/з колебательный контур.
В зав-ти от назначения усил-ли различают:
1) усил-ль напряж-ия, на выходе к-ых получают усиленное напряж-ие,
повторяющее по форме вх-ых сигналов;
2) усил-ль тока;
3) усил-ль мощности, позволяющие получить значит усил мощности вх-го сигнала.
21. Характеристики и параметры усилителей.
АЧХ(амплитудно-частотная характеристика) идеального и реального усил-ля:
Полоса раб. ч-т усил. огр. верхней и нижней ч-ми fв и fн. Эти ч-ты опр. по АЧХ,
когда RU снижается в √2 раз по отн. к Кuo на средней частоте fо, т.е. при
Кu/Кuo=0,707. Для усил. хар. явл. наличие лин. искажений, обусл. зав. коэф. усил.
от ч-ты и не связ. с амплитудой сигнала и нелинейностью ВАХ. Мерой лин. или
частотных искажений, вносимых усил. на граничных частотах, служит коэф. част.
искажения
Мн=КUo/KUн;
Мв=КUo/КUв.
Обычно доп. вел. Мн и Мв не превышают
√2, что по лога- рифмической шкале
составляет 3 дБ. Важными парам-ми усиллей явл-ся к-т усил. по напр., току, мощн.
К-т усил. по напр. опр. как отн.
приращения вых. напр. к приращ. вх.
напр. Кu=dUвых/dUвх; Кu= =Uвых/Uвх для
лин. ус. где Uвых и Uвх ампл. знач. перем.
напр. При послед. соед. N каскадов Кu
опр.
след.
обр.:
Кu=Кu1∙
∙Кu2∙…∙КuN=UвыхN/Uвх. В общ. случае его вел. зав. от ч-ты и ампл. сигнала, напр.
ист. пит. и др. факторов, т.е. он явл. компл. вел. К-т усил. по напр. в дБ опр-ся
след обр.: КUдБ=20lg∙(Uвых/Uвх)=20lgКU. К-т усил. по току равен отн.:
Кi=diвых/diвх=Iвых/Iвх, где Iвых и Iвх – амплитуды переменных составляющих токов в
лин. ус. Ко-т усил. по мощн.: Кр=Рвых/Рвх=Кu∙Кi. В лог. ед.: КРдБ =
10lg(Рвых/Рвх)=10lg∙Кр. Зав. амплитуды Uвых от ампл-ды Uвх при пост. ч-те вх.
сигнала наз. ампл. хар. усил. Эта хар. для лин. ус. предст. собой прямую линию.
Амплитудная хар-ка усил-ля (з). Участок 1-2-3 явл. раб. уч-м с лин. коэф. усил.
Ампл. хар-ка не прох. ч/з нач. коорд. из-за нал. на вых. собств. шумов усил.
22. Обратные связи в усилителях.
ОС в общем виде наз. передачу энергии из вых. цепи усил. в его вх. цепь. ОС м/б
искусственной, вводимой для улучшения хар. усил-ля и повышения стабильности
его работы, а также паразитной, возникающей за счет нежелательного влияния
вых. цепей усил. на его вх. цепи. Сруктурная схема усил-ля с ОС: на рис k – коэф
усиления усил-ля. ǽ-коэф передачи цепи ОС.
Различают ОС по I и по U. ОС по U наз-ся такая ОС, при кот. сигнал обратной
связи пропорционален Uвых и исчезает при кор замыкании нагрузки. ОС по I
пропорциональна Iвых и сохраняется при кор. замыкании нагрузки,
k
т.к. сигнал ОС по I образ-ся на дополнительном резисторе, включом в цепь Iвых. По способу подачи сигнала ОС во вх. цепь
ǽ
различают: 1) последов-ую ОС, когда во вх. цепи складываются Uя ОС и вх. сигнала; 2) послед. ОС, когда во вх. цепи склад. I вх. сигнала и I цепи
ОС. Если при введении ОС коэф. усиления возр., то такая ОС наз. положительной
(ПОС), если же коэф. усиления умен., то она наз. отрицательной (ООС). По кол-ву
каскадов, охватываемых ОС, она делится на местную, действующую в одном
каскаде и общую, охватывающую весь усил. или несколько каскадов. ОС м/б
только по переменному I, только по пост I, а также по перем и пост I или U
одновременно.
Участок ниже т.1 не исп., т.к. полезный сигнал здесь трудно отл. от U собств.
шумов и помех усил. По вел. отн. Umin/Ku0 опр. чувствительность усил. Шумовые
св-ва усил. оценивают коэф. шума F, пок. во ск. раз отн. Р сигнала, к Р шумов на
вых. усил. хуже этого же отн. Для ненагр. ист. сигн. отн. max доп. Uвых к min
допустимому: D=Umax/Umin наз. дин. диапазоном усил. Наличие в усил.
конденсаторов и зав-ть пар. тр-ров от ч-ты прив. к тому, что при изм. ч-ты вх.
сигнала на вых. усил. изм. по
ампл.
и
по
фазе.
Зав-ть
фазового сдвига сигнала от чты предст. собой ФЧХ (фазочастотная хар-ка) усил. ФЧХ не
иск. усил. должна предст. соб.
прямую
линию. Нелин. иск.
усил. связ. с нелинейностью
хар-к п/п приборов, на кот.
построен
усил.
Нелин.
искажения имеют существенное
значение
при
больших
амплитудах сигнала. Нелин.
искажения приводят
к появлению высших гармоник в вых. сигнале. Эти
искажения оцениваются коэф. гармоник (коэф. Нелин. искажений) Кг =
отношению действующего знач. высших гармоник I2, I3 и т.д. в вых. цепи, к току
осн. гармоники I1: Кг=√I22+I32+…/I1. Усил. со стороны вх. зажимов хар-ся
Rвх=dUвх/diвх, а со стороны вых.: Rвых. Важным парам. усил. явл. его КПД= отн.
полезной Р на вых. Рвых к Р, потребляемой от ист. пит. Р0, т.е. η=Рвых/Ро. Вел. КПД
усил. опр. его вых. каскадами, т.к. в них происх. наиб. потребл. мощности от ист.
пит.
23. Усилитель на биполярном транзисторе на схеме с ОЭ.
Усилительный каскад на бип. тр., включенном по схеме с ОЭ имеет вид:
Осн. эл-ты: Управляемый эл-т – тр-р. И резистор RK. – обр. главную цепь ус.
каскада. Конд. CP1 и СP2 явл. разделительными – искл. шунтирование вх. и вых.
цепи по пост току, т.е искл.
протек. пост тока ч/з ист.
-EК
вх. сигн. по цепи EK-R1-R2 и
IД
задерж пост. сост-й в вых
RК
R1
цепи. Их сопр. в раб. диап.
Cp2
t
IКП
ч-т должно быть знач. <
t
T
IВХ Cp1
соотв. Rвх и Rн. R1 и R2
IБП
исп. для задания режима
UКЭП
покоя
каскада.
Они
UБЭП
iН
RН
обеспеч. исх напр. на базе
rГ
uВХ
uВЫХ
Uбп отн. зажима “+” имт.
пит. Rэ – эл-т отр. обр.
R2
R
С
Э
Э
связи, предн. для стабиз-ии
UЭП
UБЭ
EГ
режима покоя каскада при
IЭП
изм. т-ры. Cэ – шунтирует
+
этот рез. по перем току,
искл. проявл отр. обр связи
в каскаде по перем. составл-м. Пост. составляющие токов и напряжений, т.е.(Iбп,
Iкп, Uкэп) опр. так наз-ый режим покоя или рабочей точки (I и U покоя). Для сохр.
формы сигн. необх., чтобы пост. сост. токов и напр. были не меньше перем. сост.
Резисторы задают токи нач. режима, т.е. токи покоя Iэп, Iбп и Iкп.
Усил. раб. след.обр.: пусть вх. сигнал имеет пол. прил. В этом случае, складывая
с Uбэ он уменьш. пот. базы. Iб умен., поэтому умен. Iк, а отр. Uкэ увел. по абс. велне, т.е. приращение сигнала на вых. усил. прот-но по знаку приращ. вх. сигнала.
Т.о каскад с ОЭ инв-т фазу усиливаемого сигнала. Граф. анализ схемы заключен в
построении линий нагрузки по пост току на выходе ВАХ (a-b), т.е. зависимости Iк
от U на кол. при опр. вел. Rк. Эта зав. линейна и строится по ф-ле: Iк=Ек-Iкп(RкRэ). Пересечение ее с ВАХ при Iб=Iбп дает т. покоя П. Линия нагрузки по перем.
току (в-г) строится из т. П с коэффициентом наклона равным Rк||Rн.
24. Расчет усил-ля с ОЭ с помощью эквив-ной схемы в области средних
частот (a). Эквивал-ая схема в области средних частот:
IБ
IВХ
rГ
EГ
rк(э)
rБ
Б
uВЫХ
Ск(э) R
К
IЭ
R1||R2
IН
К
IБ
uВХ
IК
RН
rЭ+Rэ
Э
Входное
сопротивление:
Rвх=R1||R2||rвх;
Cопр.
входной
цепи:
rк(э)+Rк||Rн>>rЭ+Rэ  Uбэ=IбrБ+Iэ(rЭ+Rэ)= Iб(rБ+(1+β)(rЭ+Rэ)); rвх = Uбэ/Iб =
rБ+(1+β)(rЭ+Rэ);
Коэф.
усил.
по
току.:
Iб=Iвх∙Rвх/rвх;
т.к.
rЭ+RэБ<<Rк||Rн;
Iн=β∙Iб∙(rк(э)||Rк||Rн)/Rн = Iвх∙β∙ Rвх/rвх∙(rк(э)||Rк||Rн)/Rн;
KI=Iн/Iвх=β∙Rвх/rвх∙(rк(э)||Rк||Rн)/Rн;
т.к. R1||R2≥(2÷5)rвх; Rвх≈rвх; rк(э)>>Rк||Rн, то KI≈β∙(Rк||Rн)/Rн;
Iб
Iк
г
Iкдоп
Iб3
Pдоп
Iб2
Eк/ б
(Rк+Rэ)
П
Iбп Iбm
Uбэ
Uбэп
Uбm
Iбп
П
t
Iб1
Iкп
Iб=0
-Eк Uкэдоп
Iкm
в
Uкэ
Uкэп
а
Iко(э)
Uкэ
Uвыхm
Исходя из треб. к парам. нагр. выбир-ся точка покоя и сопр. вх. делителя напр.
Выбираются знач. токов и напр. покоя. Строятся на вх. ВАХ диагр вх. напр. по ней
находят график Iб путем проецир ч/з график на смежн. ось. Потом на вых ВАХ
отмечают график Iк(=ßIб) и проецируют его с оси тока на ось вых. напр.
Коэф. усил. по напр.:
KU=Uвых/Uвх = IнRн/[Iвх∙Rвх] = KI∙Rн/Rвх≈ β∙(Rк||Rн)/Rвх.
KUг=Uвых/Ег=IнRн/[Iвх(Rг+Rвх)] = KI∙Rн/(Rг+Rвх)≈ β∙(Rк||Rн)/(Rг+Rвх).
Коэф. усил. по мощнисти.: KP=Pвых/Pвх=KU∙KI
При согласованном входе, т.е. когда Rг=Rвх, коэф-т усил-я по мощности:
К′P=Рвых/(Ег∙Iг/4)= 4Кuг∙Kiг.
Выходное сопр-е каскада.: Rвых=Rк||rк(э). т.к. rк(э)<<Rвых; Rвых≈Rк
Вывод:
Входное сопротиление каскада не превышает 1-3 кОм. Каскад облад. значит.
коэф. усиления по току. Коэф. усилен. по напр. возр. с уменьш. внутр. сопр.
Каскад осущ. поворот по фазе на 180o вых. напр. отн. входного. Выходное сопр-е
каскада опред-ся величиной Rк и сост. единицы кОм.
25. Усилитель на биполярном транзисторе на схеме с ОК.
Усилительный каскад на бип. тр., включенном по схеме с ОК имеет вид:
Коллекторный вывод тр. явл. общим по переменному току для вх. и вых. цепи.
Осн. эл-ты: Упр-ый эл-т –
тр-р. И резистор Rэ – обр.
-EК
главную цепь ус. каскада.
IКП
Rэ – создает изменяющееся
RК
R1
напр. в вых. цепи за счет
t
IБП
протек. в ней тока, упр. по
IВХ
Cp1
цепи базы. Rэ – также эл-т
отр. обр. связи, предн. для
T
t
стабиз-ии режима покоя
Cp2
каскада при изм. т-ры.
rГ
U
R
Конд.
CP1
и
СP2
явл.
БЭ
Н
uВЫХ
разделительными – искл.
uВХ
iН
R
2
шунтирование вх. и вых.
RЭ
IЭП
EГ
цепи по пост току, т.е искл.
протек. пост тока ч/з ист.
+
вх. сигн. по цепи EK-R1-R2
и задерж пост. сост-й в вых
цепи. Их сопр. в раб. диап. ч-т должно быть знач. < соотв. Rвх и Rн. R1 и R2 исп.
для задания режима покоя каскада. Они обеспеч. исх напр. на базе Uбп отн.
зажима “+” имт. пит. Для повых вх. сопр. R2 часто не вводят. Пост. составляющие
токов и напр., т.е.(Iбп, Iкп) опр. так наз. режим покоя или раб. точки (I и U покоя).
Принцип работы анологичен каскаду с ОЭ.
IВХ
IБ
rБ
Б
IБ
rГ
Э
RК
IН
R1||R2
EГ
rк(э) К
IЭ
rЭ
uВХ
IК
Rэ
uВЫХ
RН
Входное сопр.: Rвх=R1||R2||rвх;
Uвх=Iб∙[rБ+(1+β)(rЭ+Rэ||Rн)
rвх = Uвх/Iб = rБ + (1+β) ∙ (rЭ+
Rэ||Rн); т.к. rЭ<<Rэ||Rн
и rБ<2слаг-го.
Rвх ≈ R1||R2 || [(1+β)∙Rэ||Rн]
При выс. вх. сопр., rк(э) нельзя
пренебр: Rвх=…||rк(э)
Коэф. усил. по току.:
Iн = (1+β)∙Iб∙(Rэ||Rн)/Rн =
Iвх∙(1+β)∙ Rвх/rвх∙(Rэ||Rн)/Rн;
KI=Iн/Iвх=(1+β)∙ Rвх/rвх∙(Rэ||Rн)/Rн; при Rвх≈rвх; KI≈(1+ β)∙(Rэ||Rн)/Rн;
Коэф. усил. по напр.: KU=Uвых/Uвх = IнRн/[Iвх∙Rвх] = KI∙Rн/Rвх ≈ β∙(Rэ||Rн)/
Rвх. KUг=Uвых/Ег=IнRн/[Iвх(Rг+Rвх)]=KI∙Rн/(Rг+Rвх)≈ β∙(Rэ||Rн)/(Rг+Rвх).
KU<1(1).
Коэф. усил. по мощнисти.: KP=Pвых/Pвх=KU∙KI≈KI
r  R Г || R1 || R2
Выходное сопр-е каскада.: Rвых  Rэ || [rэ  б
]  Rэ || rэ
1 
Вывод: Высокое вх. сопр и низ. вых. – исп-ся как согласующее звено для
высоомн. ист. вх. напр. и низкоомн. нагрузки. KU≈1  Позв. усиливаль мощн. без
увел. вых напр.
26. Усилитель на биполярном транзисторе на схеме с ОБ.
Усилительный каскад на бип. тр., включенном по схеме с ОБ имеет вид:
Вывод базы тр. явл. общим
+EЭ
-EК
по переменному току для
вх.
и
вых.
цепи.
RЭ
Реализыция схемы допускае
IКП
t
RК
исп. одного ист-ка питание
Cp2
IЭП
IВХ
Cp1
Eк. Осн. эл-ты: Упр-ый эл-т
T
– тр-р. И резистор RK. –
обр. главную
цепь ус.
t
каскада. Еэ, Rэ задают ток
rГ
Iэп в режиме покоя. Конд.
uВЫХ
CP1
и
СP2
явл.
uВХ
iН
разделительными – искл.
IБП
EГ
шунтирование вх. и вых.
RН
цепи по пост току, т.е искл.
протек. пост тока ч/з ист.
вх. сигн. и задерж пост.
сост-й в вых цепи. В схеме резисторы Rк и Rэ задают токи покоя след-им обр-ом:
Iкп=(Eк-Uкбп)/Rк; Iэп=(Eэ-Uэбп)/Rэ. Напряжение Еэ берется порядка единиц В.
Поэтому Еэ>>Uэбп и Iэ≈Eэ/Rэ и сущ. не изм. при смене тр. и изм. т-ры, что
обеспечивает стаб. Iк, т.к. Iк=αIэ+Iкбо, т.е. схема имеет темп. стаб-ть. При подаче
на вход напр. пол. полярности, Uэб возр., след. возр. Iэ и Iк. При падении напр. на
рез. Rк Uк увел., а пот. кол. отн. общей шины стан. меншим по мод., след. напр. на
кол. имеет пол., приращение, т.о. фазы вх. и вых. сигналов совпадают.
Начальный режим схемы, т.е. точки покоя, выбирается по семействам вх-ых и
вых-ых хар-тик. Эквивал-ая схема усил-ля с ОБ для области средних частот имеет
вид: (в, г).
27. Многокаскадные усилители с R-C связью.
Схема двухкаскадного усил-ля с R-C связью на тр., включенных по схеме с ОЭ
Резисторы Rэ предназначены для термостабилизации каскадов. Их шунтирование
конденсаторами Cэ не позволяет
уменш. коэф. усиления по перем
току. Схема задания потенциала
базы с пом. делителя напр. (R1,R2)
наз. схемой с фикс. пот. базы.
Расчет эл. усил. ведется из условия
обеспечения требуемых значений Ki,
K u,
Rвх,
Rвых,
коэф.
Нелин.
искажений Кг в заданной полосе
частот от fн до fв при зад. коэф-ах
частотных искажений Мн и Мв.
Величины емкостей разделительных
конд. Ср1, Ср2, Ср3 и конд. в цепях
эм. Сэ1, Сэ2 выбираются такими, чтобы в полосе раб. частот их сопр. было очень
мало и им можно было пренебр. Наличие разд. конд. и зав-ть пар-в тр. от частоты.
приводит к тому, что при изм. ч-ты вх. сигнала. напр. на выходи усил. изм. как по
ампл. так и по фазе. В общ. случае включение разд. конд. прив. к снижению коэф.
усиления в обл. НЧ С умен. частоты усил. сигнала, сопр. конд. Сэ увел. Это прив. к
появлению заметного падения напр. от перем. составляющей тока, явл. напр.
ООС(отрицательной обратной связи), что снижает К u усил-ля.
В обл. ВЧ необх. учитывать снижение β с увел. частоты, умен. емкостного сопротя кол. перехода, а также емкость нагрузки Сн. АЧХ (амплитудно-частотная
характеристика) усил-ля с RC связью имеет вид
АЧХ – зависимость модуля коэф. усил. KU от частоты. ФЧХ – зависимость угла
фазового сдвига φ от частоты.
Rвх многокаскадного усил. опр. Rвх первого каскада, Rвых – Rвых последнего. Коэф.
усил. частотных и нелинейных искажений усил. находятся как произведение этих
пар. от всех каскадов.
28. Усилители постоянного тока (УПТ).
УПТ предн. для усиления медленно изм. во времени сигналов, частота кот. м/б
близка к нулю. Поэтому в УПТ связь м/у
каскадами
осущ.
непоср.
или
эл-ми,
обеспечивающими связь по пост. току. АЧХ
(амплитудно-частотная хар-ка) УПТ имеет вид:
Отсутствие
в
УПТ
разд.
конд.
или
трансформаторов прив. к тому, что все изм.
пост. напр. на вых. одного каскада, воспр. и
усил. всеми послед. каскадами. В рез. внеш. или
внут. фактор, вызывающий изм. пост. пот. на
входе усил., может создать на его выходе
эффект равноценный действию пол.
сигнала. Самопр. откл. напр. на
вых. усил. от нач. знач. наз.
дрейфом
усилителя.
Причины
дрейфа усил.: 1. нестабильность
напр. ист. питания; 2. темп. и
временная нестаб. пар. тр. и рез.; 3.
НЧ шумы и помехи. Опр. величины
дрейфа
производится
при
закороченном входе УПТ путем
измерения изм. ∆Uвых дрейфа, за опр.
пром. времени. Для сравн. разл. усил. используется понятие приведенного дрейфа
℮др=∆Uвых др/Кu, где Кu – коэф. усил. УПТ. Вел. ℮др ограничивает чувствительность
УПТ, т.к. min вх. сигнал усил. должен быть > ℮др. Схема двухкаскадного
однотактного УПТ имеет вид:
Тр-ры в усил-ле включены по схеме с ОЭ, а кол. и базы тр. соседних каскадов
соединены непосредственно. Для выравнивания потенциала кол. VT1 и базы VT2
в цепь эм. VT2 включен резистор Кэ2. Одновременно рез-ры Rэ1 и Rэ2 осущ-ют
термостабилизацию начального режима каскадов усил.
Источник Uкомп.вх необходим для того, чтобы при ℮др=0, Uбп1 соответ-но
требуемому значению напряж-я в режиме покоя и тока ч/з источник сигнала были
=0. Нагрузка Rн включена м/у кол. VT2 и ср. точкой делителя R3, R4. Это необх.
для того, чтобы Uн было =0, при ℮др=0. Коэф. усил. по напр. Rк||rвх≈Rк, rвх>>Rг.
KU1≈βe1[Rк1||rвх2/rвх1]≈βe1∙Rк1/βe1∙Rэ1=Rк1/Rэ1.
KU2≈βe2[Rк2||(Rн+R3||R4)]/rвх2 ≈
[Rк||(Rн+R3||R4)]/Rэ2≈(Rк2||Rн)/Rэ2
при усл. Rн>>R3||R4. Ku=Ku1∙Ku2 =
Rк1/Rэ1∙(Rк2||Rн)/Rэ2. С ростом числа каскадов, пот. базы от каскада к каскаду
становится более отр., поэтому Rэ необх-мо увеличивать, а Rк – уменьш. Это
приводит к умен. коэф. усиления каскада с увеличением его номера. Поэтому и
из-за темп. дрейфа получение больших Кu в однотактных УПТ затруднено.
IВХ
rГ
IЭ
rЭ
Э
IЭ
uВХ
RЭ
К
rк(б)
uВЫХ
IК
IБ
rБ
EГ
RК
RН
IН
Б
Входное сопр.: Rвх=Rэ||[rЭ+(1-α)] rБ];
Коэф. усил. по току.: Iк=α∙Iэ; KI=Iн/Iвх≈α∙(Rк||Rн)/Rн; KI<<1
Коэф. усилиления по напр.: KU = Uвых/Uвх = α∙(Rк||Rн)/Rвх; KUг = Uвых/Ег =
α∙(Rк||Rн)/(Rг+Rвх); при Rг0 KU|ОБ KU|ОЭ
Выходное сопр-е каскада.: Rвых  RК || rк(б)  RК
Вывод: существ. недостаток. - входное сопр. (опред в осн. rЭ) мало – создает
знач. нар. для ист. вх. сигнала. Вых. хар-ки каскада ОБ отл. большей
линейностью – исп. при необх. получен пов. значений вых. напр., где каскад ОЭ
не м/б применен из-за огран-й тр-ра или Нелин-ти хар-к.
Кu
KUo/MНП
KUo/kor2
KUН
fВП
CК*СU
CРСЭ KUo
foП
KUВ
fВП
f





f
29. Дифференциальные усилительные каскады.(ДУК) Существенное умение дрейфа УПТ достигается в параллельно-балансных или диф. усилительных
каскадах. Наиболее распространенная схема ДУК имеет вид:
ДУК
строится
в
виде
сбалансированного моста, 2 плеча кот.
IК2
EК1
образованы резисторами Rк1, Rк2, а 2
RК1
RК2
других – тр. VT1, VT2. Uвых снимается
-EК
м/у кол. тр., т.е. с диагонали моста или
uВЫХ1 VT1
uВЫХ2
с кол. отн. общей шины. Элементы
IК1 VT2
VT3, VT4, R1, R2, R3 и ист. напр. Ек2
пред-ет собой источник стабильного
uВХ1 I
IБ2 uВХ2
тока Iэ. Iэ опр-ет сумму эм. токов Iэ1 и
Б1
Iэ2, тр. VT1, VT2. Тр. VT4 в диодном
IЭ1
IЭ2
включении используется в кач. элем.
IЭ
R1
1
темп.
компенсации.
Определим
напряж-е м/у точками 1-2. Учтем, что
VT3
Iб3<<Iэ,
поэтому
I’3≈Iк=Iэ.
Тогда
R2
Uбэ3+IэR3=I1R2+Uбэ4.
I1=(Eк2I1
R3
Uбэ4)/(R1+R2)≈Eк2/(R1+R2). Из этого уря найдем Iэ: Iэ=[I1R2+(Uбэ4-Uбэ3)]/R3.
Вел. произведения I1 на R2 в этом вырEК2
ии >> разности (Uбэ4-Uбэ3), поэтому
VT4
вел. Iэ опр. в осн. R2, R3, I1. Зависящее
2
от т-ры Uбэ4 и Uбэ3 входят в выр. для Iэ
в виде разности, поэтому зав. Iэ от т-ры проявл. незначительно.
Диф. каскад может усиливать сигналы 2-х ист-ков Uвх1 и Uвх2 и одного источника.
В посл. случае вх. сигнал подается на базу одного из тр. при заземленной базе
другого или непосред-но м/у базами обоих тр-ров, при этом входного диф-го
каскада наз-ют дифференциальным. Питание диф-го каскада осущ-ся от 2-х
послед-но соединенных источников Ек1 и Ек2 с общим напряж-ем питания =
Еп=Ек1+Ек2. Если сопротив-я резисторов Rк1, Rк2 равны, а тр-ры VT1, VT2
идентичны по параметрам, то наступает баланс диф-го каскада, т.е. напряж-е на
колл-ах VT1=VT2, а Uвых, снимаемое м/у колл-ми, = нулю. Высокая стабильность
вых. пар. диф. каскада при изменении напряж-я пита-ния, темп-ры и др-их
факторов обуславливается тем, что при одинаковом дрейфе в обоих усилительных
каналах напряжения на кол. изменятся на одну и ту же величину.
30. Операционные усилители. (ОУ)
ОУ – усил-ль, с помощью к-го можно строить узлы аппаратуры с пар-ми
практически зависящими только от свойств цепи ООС(отрицательной обратной
связи), подключенной к ОУ. Операционными
они названы потому, что первоначально
FC
использовались
главным
образом
для
+EК
выполнения разл-ых матем-их операций над
uВХ1
аналоговыми величинами (сложение и т.п.) в
аналоговых выч машинах. В наст-ее время осн.
uВЫХ
инв. вход
назначение ОУ – это построение схем с
u
фиксированным Кu и точно синтезированной
ВХ2
передаточной хар. ОУ исп. для построения
неинв. вход
стабилизаторов
напряжения,
генераторов
аналогового и импульсного сигнала, активных
NC
фильтров,
масштабирующих,
логариф-щих,
выход
инв. вход
диффер-щих, интегрир-щих и др. усилителей.
W
m
ОУ общего назначения могут использоваться
неинв. вход
примерно в 150 схемах включения. Основной
FC
EK1
+U
ОУ явл. УПТ (усилитель постоянного тока) с
FC
цепь корр.
EK2
верхним каскадом усиления по диф. схеме. ОУ
-U
частоты
имеют 2 входа: неинв. и инвертирующий.
Эти названия обус-ловлены соотношениями знаков приращения вх-ых и вых-ых
сигналов. Промежуточные каскады усиления как правило также строятся по
балансной схеме и предназначены для получения большого К u. Вых-ой каскад
согласует большое Rвых каскадов усиления с низкоомной нагрузкой. Обычно он
вып-ся по 2-х тактной схеме. ОУ получает питание от 2-х симметричных
источников, обеспечивающих одинак-ую по величине положит-ую и отриц-ую
амплитуды Uвых. Условное графическое обозначение(УГО):
треугольники в УГО обращены одной из вершин вправо, что символизирует
направление передачи сигнала.
цепи смещ.
пула
NC
NC
31. Основные хар-ки и пар-ры ОУ.
ОУ хар. усил., вх., вых., энерг., дрейф., частотн. и скоростными пар. и хар-ками.
Ампл. хар. – это зав. вел. вых. сигнала от вел. вх. Ее предст. в виде 2-х кривых,
откл. к инв. и неинв. входам. Хар. снимают при подаче сигнала на один из входов
при нулевом сигнале на другом.
Рисунок далее. Накл. уч-м соотв. проп.
UВЫХ
зав. Uвых от Uвх. Угол накл. опр. коэф.
+EК
усиления КU=dUвых/dUвх знач. кот. может
U+ВЫХM
достигать 105…106. Гориз. уч-ки соотв.
Инв. вход
полн. нас. или закр. состоянию тр. вых.
каскада. Уровни напр. U+выхm, U-выхm –
UВХ
явл. пар. ОУ и близки к напр. ист.
UСТ.О.
U-ВЫХM
питания. Состояние, когда Uвых=0 при
Uвх=0 наз. балансом ОУ. Для реальн. ОУ
-EК
при Uвх=0, Uвых≠0. Вх. напр. Uсм.о при
кот. Uвых=0 наз. напр. смещения нуля.
Оно м/б любой полярности и опр. разбросом пар. элем. диф. усилителя ОУ.
Наличие конечного Rвх у ОУ опр. протекание Iвх. Rвх и Iвх явл. пар. ОУ. Для защиты
ОУ м/у его входами включают встречно-параллельно 2 диода (см. рис.).
Uдф, Uсф – это max синфазное напр. - это напр. одинаковой фазы на входах относно общей шины. Вых. пар. ОУ кроме U+выхm явл Rвых и Iвыхm. Малое Rвых ОУ достиг.
исп. эм. повторителей на его выходе, а Iвыхm опр. доп. кол. током вых. каскада ОУ.
Энерг. пар. явл. max потр. Iпотр и сум. потр. мощность от обоих ист. питания Рпотр.
К ч-м хар. и пар. отн. АЧХ (ампл-частотная хар.), fсреза, f1, fвп (верхнего
пропускания).
АЧХ имеет спадающий хар-р в обл-ти 1 ВЧ (высокочастотная), начиная от частоты
среза fср. Спад-ая АЧХ обусловлена частотной зав-тью пар. паразитными
емкостями схемы ОУ. Частота f1 при к-ой
KU
КU=1 наз. частотой единичного усил. По
KUO
граничной частоте fвп оценивают полосу
проп. частот усил., составляющую для
KUO/kor2
совр. ОУ десятки мГц. Динамическими
пар. ОУ явл. скорость распространения
1
Uвых,
скорость
отклона
и
время
установления Uвых. Они опред. по
реакции ОУ на воздействие скачка
fСР
fВ.П.
fЕД.УС.
f
напряж.
на
его
входе.
Скорость
UВХ
наростания Uвых VUвых=∆U/∆t и опр-ся на
уч-ке увеличения
Uвых
от
уровня
0,1
до
0,9
tO
t
установившегося
знач-я.
Время
UВЫХ
установления tуст – это интервал
AВЫХМ
времени в течение к-го Uвых изм-ся от
0,9
0,1 до 0,9 установившегося значения.
U
0,1
Для совр ОУ VUвых=0,1-800В/мкс, а
t
tуст=0,05-2мкс. Высокие качественные
tУСТ
t
показатели совр. ОУ позволяют при
анализе схем считать, что у ОУ: Кu∞;
Кi∞; Rвх∞; Rвых0.
32. Использование ОУ для реализации звеньев систем регулирования.
Инвертирующий усил-ль – это усил-ль, инверIОУ
ий фазу вых. сигнала отн. входного. Его схема
RОС IОС
имеет вид. Если принять, что RвхОУ ∞, то
IВХ
R1
IвхОУ=0. В этом случае Iвх=Iос; (Uвх-Uо)/R1=(Uвых-Uо)/Rос (1). Если КU∞, то Uо=Uвых/КU 0.
U0
DA1
В этом случае выр (1) примет вид: U вх/R1=UВЫХ
UВХ
Uвых/Rос. Т.о. коэф. усиления по напр. инв.
усил. с ОС, равный КU=Uвых/Uвх, опр. пар. внеш.
эл. КUинв=-Rос/R1. Если Rос=R1, то КUинв=-1 и
получаем повторитель сигнала с его инвертирующей, т.к. U 0≈0, то
Rвхинв=dUвх/diвх=R1,
а
Rвых=[RвыхОУ(1+
RОС IОС
+Rос/R1)]/КU (4) при Кu ∞, то Rвыхи 0.
Неинвертирующий усил-ль. Схема подключения
ОУ имеет вид. Т.к. Uо≈0, то U на входах ОУ
IВХ
будут: U-вх=U+вх, т.е. Uвх=Uвых[R1/(Rос+R1)].
DA1
U0
Откуда коэф-т усиления неинв-го усил-ля
UВЫХ
равен: КUн=1+Rос/R1. При Rос=0 и R1=∞
UВХ
R1
приходим к схеме повторителя с КUп=1, его
схема имеет вид. Rвх неинв. усил. опр. RвхОУ и
очень велико, а Rвых 0, согл ф-ле (4). Т.к.
неинв. усил. предст. собой ОУ охвач. послед
IОС
ООС по напр., то его Rвх опр-ся по ф-ле:
DA1
Rвхн=RвхОУ∙КU/КUн. Для повторителя напр. КUп=1
UВЫХ
UВХ
и
Rвх
повторителя
равно:
Rвхп=RвхОУ∙КU;
Rвыхп=RвыхОУ/КU.
Неинвертирующий сумматор
выполняется на основе неинв. усил-ля. При
Uо=0, Uвхи=Uн=R1/(R1+Rос)∙Uвых.
При RвхОУ ∞, то I+вх=0,  ∑v=1nIi=0.
Выразим их ч/з напряж-е и сопротив-е:
(U1-Uн)/R+(U2-Uн)/R+…+(Un-Uн)/R=0.
Отсюда
U1+U2+…+Un=nUн=nR1/(r1+Rос)∙Uвых
 Uвх=(R1+Rос)/nR1∙(U1+U2+…+Un).
Обычно R1 и Rос выбирают, чтобы дробь
(R1+Rос)/nR1=1.
IВХ1
R1
UВХ1
UВХ1
UВХn
RОС
IВХ2
R2
IВХn
Rn
IОС
UИ
U0
RН
DA1
UВЫХ
UН
33. Инверт сумматор, интегратор, дифференциатор на ОУ.
Инвертирующий сумматор предст. соб.инв. усил. с несколькими ||-ми ветвями на
входе: Как правило R резисторов Ri берутся
одинаковыми: Rос=R1=R2=…=Rn<<RвхОУ. При
IВХ1
R1
этом можно считать, что IвхОУ=0, тогда имеем
UВХ1
Iос=I1+I2+…In или умножить это выраж-е на Ri
RОС IОС
получим: Uвых=-(U1+U2+…Un). Для того, чтобы
UВХ1
IВХ2 R2
они имели разное усиление, изменяют сопрот-е
UВХn
резисторов
R i:
Uвых=-(Rос/R1∙U1+
Rос/R2∙U2
DA1
U0
+…+Rос/Rn∙Un).
UВЫХ
IВХn Rn
Интегратор. Его схема имеет вид:
При RвхОУ=∞, IвхОУ=0, тогда Iк=Iс или Uвх/R=C
iC
СdUвых/dt.
Откуда
Uвых=-1/RC∫0t0Uвхdt+
iR
R
+Uвых(0). Uвых(0) – Uвых при t=0, т.е. до начала
интегрир-ия. Диаграмма работы интегратора.
U0
DA1
UВХ
Пост-ая времени интегрирования τ =R∙С опр-ет
UВЫХ
наклон линейного уч-ка на диаграмме Uвых, τ
U
ВХ
=1с-1 т.е. при R=1 мОм и с=1 мкФ,
интегрирование
проводится
в
реальном
масштабе времени. Масштаб интегр-я выбирают
t
UВЫХ tO 
т.о., чтобы за время интегрирования UвыхОУ не
достигало величины U вых. На базе интегр-ра
t
строятся генераторы линейноизменяющегося
напряж-я (ГЛИН). Разряд конд-ра С происходит
с пост-ой времени τ разряда:
τ0 =С(R+
+RвыхОУ), т.е. большое время.
Для сокращения времени разряда ||-но конд-ру С подключают транзисторный
ключ.
Дифференциатор. Его схема имеет вид: (ж).
Если
RвхОУ=∞,тоIвх=0,Iс=Iк
или
–
R iR
СdUвх/dt=Uвых/R 
Uвых=-RС(dUвх/dt)= -τ∙dUвх/dt, τ=RC
iC
C
34. Генераторы синусоидальных колебаний.
Ген-ром наз-ся автоколебательная система, в кот. энергия источника питания
преобразуется в энегрию колебаний. Структурная схема ген-ра имеет вид
Структ-ая схема содержит усил-ль с коэф-том
-ой
UВЫХ
ООС(отрицательная обратная связь) с коэф-том
KR
передачи ǽ. Существование автоколебаний в
ОС
этой системе возможно при выполнении
условий: 1)
к∙ǽ
≥1; 2) φц+φǽ=2πk, где
k=0,1,2…
I-ое
условие
при
равенстве
ae
произведения 1 наз-ся балансом амплитуд, а IIое – балансом фаз. При выполнении этих
условий случайное изменение напряж-е на
входе усил-ля усиливается в k раз, затем ослабляется в ǽ раз и снова появл-ся на
входе усил-ля в той же фазе, в той же или большей вел-не. к∙ǽ > 1 амплитуда
колебаний будет нарастать, а при нек-ом значении амплитуды коэф. усиления к
умен-ся за счет нелинейности хар-ик транзисторов. При к ∙ ǽ =1 проис-ходит
переход к установившемуся режиму работы. Соответвтвующий этому режиму к
=1/
ǽ
наз-ся критическим. Если условия самовозбуждений 1 и 2 будут
выполняться для одной частоты или низкой полосы частот, то колебания системы
будут синусоидальными. ГСК(генератор синусоидальных колебаний) …
Схема ГСК с Мостом Вина имеет вид:
Поскольку на частоте fо коэффициент передачи
RОС
UВЫХ
Моста
Вина
æ=1/3,
самовозбуждение
генератора возможно при Ku ≥3. Учитывая
C1
R1
выражение для коэффициента усиления ОУ в
DA1
схеме не инвертирующего усилителя получим,
R2
что отношение Rос/Rо≥2.
RО
C2
Частота
квазирезонанса
определяется
выражением:
fо= 1/(2*П*√ R1*R2*C1*C2 )=1/(2*П*R*C) ,
где R1=R2=R
C1=C2=C.
Значения, необходимые Ku, достигаются подбором Rо или Rос.
Применение ОУ с глубокой ООС позволяет стабилизировать параметры ГСК, в
связи с
чем температурная нестабильность частоты таких генераторов
определяется преимущественно зависимостью от температуры параметров R и C
звена обратной связи и составляет ±(0,1 -3)% против едениц процентов в
транзисторных ГСК.
35. Частотно-зависимые RC- цепи и RC-генераторы на основе ОУ.
Как правило, усил. имеют выходной сигнал, либо в противофазе со входным (φу=
180˚), либо в той же фазе (φу= 0˚, 360˚*n). При
постр. ГСК (ген. син. колеб.), цепь обратной RC связи,
в 1 случае, на частоте генерации должна осуществлять
поворот фазы сигнала на 180˚ (φæ=180˚), во 2
случае, фазовый сдвиг должен отсутствовать (φæ =
0˚). Для обоих случаев существует большое кол.
схемных решений RC цепей. Схема
цепи, осущ. поворот фазы на 180˚, её
АЧХ
и
ФЧХ
для
случая
когда
С1=С1=С3=С R1=R2=R3=R имеет вид.
Эта схема имеет перед другими
преимущества, заключенные в том, что
она имеет наим. вел. емкостей конд.,
требуемых
для
построения
НЧ
генераторов. Частоту fо, при которой
φæ =180˚, наз. квазирезонансной и
вычисляют по формуле fо= 1/ (2π√6
RC). При указанных соответственно
параметров на частоте fо коэффициент передачи цепи обратной связи равен |æ|=
|ů вых| /|ůвх|= 1/29. Следовательно, коэффициент усиления усилителя Кu≥29.
Схема генератора, на основе ОУ, с использованием схемы лестничного типа. R
параллель имеет вид:
Следовательно, коэффициент усиления усилителя Кu≥29.  см. далее.
Схема генератора, на основе ОУ, с использованием схемы лестничного типа. R
параллель имеет вид: Требуемый коэф. усил. обеспеч. след. обр.: Кст= Rос/Rо ≥
29
Вх. сопр. усил. Rо для перем. сигнала
RОС
RО
UВЫХ
включено || с R3. Поэтому для расчета fо
необходимо, чтобы R1=R2=R3||Ro=R. Ампл.
C1
C2
C3
кол. может уст. подстройкой Rос. Среди цепей
DA1
не сдвигающих фазу перед. сигнала на
квазирезонансной
частоте,
наибольшее
R1
R2
R3
распр. получила схема Моста Вина. Эта схема,
ее АЧХ и ФЧХ имеют вид:
U0
UВХ
DA1
UВЫХ
UВХ
UВЫХ tO
t
t

При построении генератора на
основе ОУ с помощью Моста Вина,
его включают между выходом и не
инвертирующим входом ОУ.
Продолжение выше.

36. Импульсные сигналы (ИС).
ИС м/б разл. формы: прямоугольные, пилообразные, экспоненциальные и т.п.
Применение ИС обусловлено большим КПД ИУ, более высокой точностью, меньшей
зав. от темп., большей помехоустойч., а
также простотой представления инф. в
импульсной форме. На применении ИС осн.
цифровая выч. техника. Реальная форма
прямоугольного импульса в общем случае
имеет вид:
Длительности фронта и среза – tФ и tС – характеризуют время нарастания и спада
импульса. Как правило, tФ и tС определяются промежутками времени, изменение
напряжения импульса между уровнями 0,1UM и 0,9UM. Cпад вершины импульса
U и его относительная величина
U / UM характеризуют уменьшение
напряжения на плоской части импульса. Чем меньше tФ ,tС и U , тем ближе
форма импульса к идеальному и тем выше КПД ИУ. Параметрами
последовательности импульсов являются: период их следования T; частота
повторения f; длительность паузы tП; скважность Q; коэффициент заполнения  ;
Периодом повторения Т называется интервал времени между одинаковыми
точками двух соседних импульсов, например, между началами. Частотой
повторения f называется количество импульсов в единицу времени. Она является
1
величиной, обратной периоду повторения: f 
. tП – интервал времени между
T
окончанием предыдущего импульса и началом последнего:
Параметрами импульсов являются:
амплитуда; длит. импульса; длительность фронта; длительность среза; спад
вершины; амплитуда импульса UM определяет наибольшее значение напряжения
ИС. Длит. импульса tИ – это продолжительность импульса во времени. Чаще всего
ее изм. на уровне половины амп. 0,5UM. Иногда tИ опр. на уровне 0,1UM. При
малых продолжительностях фронта и среза длит. имп. опр. по его основанию.
37. Ключевой режим работы транзистора.
Основой схем импульсной и цифровой техники является транзисторный ключ, т.е.
каскад на транзисторе, работающем в двух режимах: насыщенный (ключ открыт)
и отсечки (ключ закрыт). Транзисторный ключ может быть построен по схемам с
ОБ, ОЭ и ОК, однако, наибольшее
распространение нашел ключ по
схеме
с
ОЭ.
Его
схема
с
tП  T  tИ . Q –
T
скважность: Q 
. Величина, обратная скважности, называется коэффициентом
tИ
заполнения  :  
1 tИ

.
Q
T
Знач. тока IK0 явл. параметром режима отсечки. Чем он меньше, тем лучше. Вел.
запирающего напр. UBX+ выбирают из усл., чтобы при протекании IK0 через RБ вып.
соотн.: UБЭ  UВХ  IK0  R Б  0 (1). Рассмотрим режим насыщения тр. (откр. сост.).
Он достиг. подачей на вход тр. напр. прот. полярности (UBX < 0, на рис. а в
скобках) и заданием опр. величины IБ. Этому режиму на ВАХ соответствует точка
М0. при увел. отпир. IБ (от нулевого значения) раб. точка из положения МЗ будет
перем. вверх по линии нагрузки, IК расти, а напр. UКЭ – уменьш. До нек. вел. (IБ
нас) будет сохр. проп. связь между IК и IБ : I K  СТ I Б  (1  СТ )  I K0  СТ I Б (2),
где СТ - стат. или усредн. коэф. перед. тока тр. в схеме с ОЭ (а не диф.  , харий режим малого сигнала). Полному откр. тр. при iБ = IБ нас соотв. точка М0 на ВАХ.
E  U КЭ 0
E  U КЭНАС
При этом через него и через рези. RК прот. ток: I K  K
(3),
 K
RK
RK
где UКЭ нас падение напр. на откр. и насыщ. тр. Это напр. в зав. от типа тр. лежит в
транзистором
p-n-p-типа
и
выходные хар-и с линией нагрузки
имеют вид: Линия нагр. а-б опис.я уравнением: U КЭ  (EK  I K RK ) . А точки ее
пересечения с ВАХ тр. опр. напряжение на элементах и ток в вых. цепи. Рассм.
режим отсечки тр. Это есть режим запертого сост., осуществляется подачей на его
вход напр. «+» полярности (UBX > 0. На рисунке а без скобок). При этом эм.
переход тр. запирается и его IЭ = 0, а через рез. RK и RБ протекает обратный
тепловой ток кол. перехода IK0. этому реж. на ВАХ соотв. точка MЗ (рис. б).
EK
RK
пред. от 50млВ до 1В, поэтому можно считать, что:
IK 
(4).
Отсюда IБ, при кот. тр. полн. открыт и насыщен: I БНАС 
IK
EK
(5).

CT
CT  R K
При дальн. увел. IБ остат. напр. UКЭ нас ост. практ. неизм., т.к. все кол. хар-ки при
IБ > IБ нас прох. через точку М0. Режим раб. откр. тр. при iБ > IБ нас наз.
насыщенным, а отн. S = IБ / IБ нас – коэф. насыщ. тр. В реж. нас. тр. устойчив к
возд. вх. помех и изм. коэф. СТ , напр., с темп. коэф. насыщения в связи с этим
выбир. в пред. от 1,5 до 3.
38. Импульсный режим ОУ. Компараторы.
При использовании ОУ в импульсном режиме на его входы подаются напряжения,
превышающие их при работе в линейном
режиме, поэтому выходное напряжение ОУ
в
импульсном
режиме
равно
его
максимально возможной величине UВЫХ+
или UВЫХ-.
Работу
ОУ
в
импульсном
режиме
рассмотрим
на примере
компаратора,
осуществляющего сравнение измеряемого
UВХ с опорным UОП.
Опорное напряжение представляет собой
неизменное по величине и полярности
напряжение, а входное изменяется во
времени. При достижении UВХ уровня UОП
происходит
изменение
полярности
выходного напряжения ОУ. При UОП = 0
компаратор
осуществляет
фиксацию
момента перехода UВХ через 0. в этом
случае его еще и называют «нуль
органом».
39. Триггер Шмитта на основе ОУ.
ТШ на осн. ОУ наз. компаратор с гистерезисом передаточной характеристики. Это
устройство также называют «пороговым».
ТШ на ОУ реализуется при охвате его ПОС-ю
по неинв. входу. Его схема и передаточная
характеристика имеют вид. Перекл. три ТШ в
состояние UВЫХ- происх. при увеличении UВХ
до напр. (порога срабатывания) UСР, а в
состояние UВЫХ+ при уменьш. UВХ до напр.
(порога отпускания) UОТП. Учитывая, что U0 =
0 в моменты перекл., найдем UСР и UОТП :
UСР  UОП  U К1  UОП 

U ВЫХ
 U ОП
 R1 
R1  R2

 U ОП   (U ВЫХ
 U ОП )
U ОТП  U ОП  U R1  U ОП 

U ВЫХ
 U ОП
 R1 
R1  R 2

 U ОП   (U ВЫХ
 U ОП )
R1
откуда ширина зоны гистерезиса
R1  R 2
(на рис.в – UГ):

На рис. а приведена схема компаратора, на рис. б – диаграммы его работы, на
рис. в – передаточная характеристика компаратора.
Выходным напряжением ОУ U0 является: U0 = UВХ – UОП, поэтому при UВХ < UОП,
т.е. U0 < 0, выходное напряжение ОУ: UВЫХ = UВЫХ+, а при UВХ > UОП, т.е. при U0 >
0 : UВЫХ = - UВЫХ-.
За
счет
большого
коэффициента
усиления
ОУ
малейшая
разность
напряжений между инвертирующим и
неинвертирующим входами, т.е. между
UВХ и UОП, приводит к скачкообразному
изменению
полярности
выходного
напряжения ОУ.
При изменении подключения входного и
опорного
напряжений
по
входам
произойдет
инверсия
передаточной
характеристики компаратора (пунктир
на рис. в).
U Г  U СР  U ОТП 
R1




(U ВЫХ
 U ВЫХ
)   (U ВЫХ
 U ВЫХ
)
R1  R2
Если UОП =0, то напряжение
   U
;U
   U 
;U 
ВЫХ ОТП
ВЫХ Г


   (U
U
)
ВЫХ
ВЫХ
U
СР
т.е.
ширина
зоны
гистерезиса
не
изменилась, а UСР и UОТП имеют разный знак.
Т.о., передаточная характеристика в этом
случае имеет вид:
Такая
схема
является
основной
для
построения генераторов импульсов на ОУ.
Важнейшими параметрами ОУ, работающего
в
импульсном
режиме,
является
их
быстродействие,
которое
оценивается
задержкой срабатывания и временем нарастания
напряжения.
выходного
импульса
40. Симметричный мультивибратор на основе ОУ.
МВ наз. ген. период. последовательности импульсов напр. прямоуг. формы и
имеющих 2 неуст. состояния. МВ, как правило, исп. в кач. задающего ген., вых.
импульсы
кот.
несут
какую-либо
информацию.
Информацией
может
служить частота импульсов или их
период, длительность импульсов или их
скважность,
моменты
формирования
фронта
или
среза
импульса.
Симметричным мультивибратором (СМВ)
называется
мультивибратор,
генерирующий импульсы, длительность tИ
равна длительности пауз tП . Основой
СМВ на ОУ служит компаратор с ПОС и
нулевым UОП . Схема СМВ и диаграммы
его работы имеют вид:
Автоколебательный
режим
работы
создается
за
счет
подключения
к
инвертирующему
входу
ОУ
времязадающей цепи, состоящей из
резистора R и конденсатора C. Принцип
действия СМВ: пусть в момент времени t0
UC – UR1 = U0 > 0, тогда UВЫХ = - UВЫХ-. На
резисторе R1 напряжение:
R1
   U ВЫХ . Отр. напр. на
R1  R 2
вых. ОУ обусл. экспоненциальный заряд
конд. С через резистор Rс полярностью,
указанной на рис. а без скобок. В момент
времени t1 напряжение на конденсаторе С
UС достигает величины UR1 и напряжение
U0 меняет полярность. Это обуславливает
скачкообразное изменение полярности на
выходе ОУ на пол.: UВЫХ = + UВЫХ+. UR1
U R1  U ВЫХ 
также меняет свою полярность: U R1    U ВЫХ . В этом случае U0 < 0, а вых. напр.
поддерживается пол. С момента вр. t1 конд. С перезаряжается через R от уровня
  UВЫХ
на пол. напр. под действ. напряжения UВЫХ+. В момент времени t2 UC
достигает UR1. При малейшем превышении UС над UR1 напр. U0 становится пол.,
что вызывает смену поляр. напр. на выходе ОУ на отр. Далее процессы
1
1
1
повторяются. Частота импульсов СМВ: f  
(1)

T t И  t П 2t И
Процесс перезаряда конденсатора С через резистор R под действием источника
напряжения в интервале [ t1; t2 ] опис. уравнением:
UC (t )  UC ()  [UC ()  UC (0)]e

t

(2) , где   RC - постоянная времени перезаряда
конденсатора С.
UC ()  UВЫХ ; UC (0)  UC (t1 )    UВЫХ (3).
Подставляем значения напряжений в формулу (2):
UC (t )  UВЫХ  (UВЫХ    UВЫХ )e

t

(4).
Учтем, что в момент времени t2: UC (t 2 )    U ВЫХ , найдем длительность импульса tИ
= t 2 – t 1:
  UВЫХ  UВЫХ  (UВЫХ    UВЫХ )e
t И    ln
f
  U ВЫХ  U ВЫХ
U ВЫХ    U ВЫХ
1
U ВЫХ  U ВЫХ
2 ln 
U ВЫХ    U ВЫХ

tИ

, откуда:
(5), а частота импульсов:
(6).
Для большинства ОУ UВЫХ- = UВЫХ+, тогда:
1 
2R1
t И    ln
   ln(1 
) (7),
1 
R2
1
(8).
2R1
)
R2
Регулирование частоты СМВ может осуществляться изменением сопротивления
резистора R или изменением величины  .
f
2   ln(1 
41. Несимметричный мультивибратор на основе ОУ.
Он хар. тем, что длительность импульса не равна длительности паузы. Это
достигается
введением
различных
постоянных времени перезаряда во
время импульса и паузы. Схема
несимметричного мультивибратора и
диаграмма его выходного напряжения
имеет вид:
Различные
постоянные
времени
получаются
при
введении
неодинаковых по величине резисторов
R и R , тогда при «+» полярности
UВЫХ открыт диод VD1 и постоянная
времени равна   R   C , а при «-»
полярности ток приводит диод VD2 и
  R   C . UВЫХ при R < R имеет вид,
приведенный на рис. е. Длительности
tП и tИ вычисляются по уравнению (7) с
подстановкой 1 и  2 соответственно,
а частота по формуле:
1
1
.
f 
T tП  tИ
Регулировка
скважности
импульсов
может
осуществляться
установкой
переменного резистора вместо R (на рис. д пунктиром). При этом tИ = const.
Дополнительный резистор RД необходим для ограничения выходного тока DA1 при
R = 0. Регулирование скважности при постоянной частоте импульсов может
осуществляться по схеме(Ж):
R + R = R
1   2  С(R   R )  CR 
tИ  tП  T 
1
 const
f
42. Одновибраторы на основе ОУ.
Одновибратором (ОВ) наз. ген. импульсов
состояниями,
одно
из
которых
неустойчивое, а другое – устойчивое.
Исх. состояние – устойчивое, в нем ОВ
может нах. сколь угодно долго, поэтому
его наз. режимом ожидания, а ОВ еще и
ждущим МВ (мультивибратором). В
прямоугольной
формы
с
двумя
Для указанной на рис. з полярности подкл. диода VD1 запускающий имп. должен
быть «+» полярности.
R1
; U ВЫХ    U ВЫХ .
В исх. сост. напр. на вых. ОУ равно – UВЫХ,  U R1  
R1  R 2
А напр. UС равно падению напр. на откр. диоде, т.е. UС приблизительно равно 0.
При подаче в момент времени t1 запускающего импульса «+» полярности, ОУ
переводится в состояние с UВЫХ = UВЫХ+, в этом случае
U R1    U ВЫХ , а
конденсатор С начинает заряжаться через резистор R
с полярностью, уже
указанной на рис. з.
Напряжение UС асимптотически стремится к величине UВЫХ+, но при малейшем
повышении им напряжения UR1
схема переходит в устойчивое состояние с
напряжением на выходе ОУ UВЫХ = - UВЫХ-. Под воздействием этого напряжения
конденсатор С разряжается до нуля в интервале времени [t2 , t3 ], наз. временем
восстановления tВ в исходное состояние. В течение длит. tИ напр. UС изм. по
формуле: U C (t )  U ВЫХ  (1  е
В
неуст. сост. ОВ перех. при возд. вн.
короткого запуск. имп. и нах. в этом
сост. в теч. длит. имп. tИ, опр. пар.
внеш. навесных эл-в (рез. и конд.),
затем ОВ вновь перех. в устойч. состояние. Наиб. распр. схема ОВ и диаграммы
его раб. имеют вид. Осн. этой схемы служит схема по рис. а, кот. параллельно
конд. С подключен к диоду VD1, за счет чего и создается ждущий режим работы.
мом.
врем.
t 2,
т.е.
длительность импульса: t И

t

по
)
(12), где   RC .
оконч.
U C (t И )    U ВЫХ ,
имп.,
откуда
находим
1
R1
   ln
   ln(1 
) (13)
1 
R2
В течение интервала [t2, t3] UС изменяется по формуле (2), где
U C (0)    U ВЫХ , откуда: U C (t )  (  U ВЫХ  U ВЫХ )e


В момент времени t3, UС(t3) = 0, откуда: t В    ln
 U ВЫХ (14).
  U ВЫХ  U ВЫХ
U ВЫХ
При UВЫХ+ = UВЫХ- , получим: t B    ln(1  )    ln 2R1  R 2    ln(1 
R1  R 2
Сравним формулы (13) и (16), в них:
U C ()  U ВЫХ , а
t
(15).
R1
) (16)
R1  R 2
R1
R1

 tИ  tВ
R 2 R1  R 2
Для сокр. tB параллельно рез. R вводят цепочку R VD2 и в этом случае
РАЗР (разряда): РАЗР  С(R || R)  РАЗР  CR или вводят тр., параллельно конд. С
вместо диода VD1.
43. Блокинг-генераторы I.
БГ предн. для форм. имп. тока прям.
формы, отн. большой вел. (до 2А) и
малой длит. (от ед. мкс до неск. сотен).
Они прим. в схемах развертки ЭЛТ, в
схемах форм. упр. имп. тиристорами и
т.д. БГ предст. собой однокаскадный
усил., охваченный глубокой ПОС с
помощью имп. тр. Вых. имп. фор. при
нас. сост. тр., в кот. он удерживается в
течение длит. импульса цепью ПОС.
Срез импульса формируется при выходе транзистора из насыщения вследствие
уменьшения тока базы, либо из-за увеличения тока коллектора. В соответствии с
этим различают две разновидности блокинг-генераторов: с времязадающим
конденсатором в цепи ПОС и с насыщающимся тр. Наибольшее распространение
нашел БГ с конд. в цепи ОС, схема которого имеет вид. Тр. VT1 включен по схеме
с ОЭ, ПОС осуществляется через вторичную базовую обмотку WБ с коэффициентом
трансформации nБ = WK / WБ, конденсатор С и резистор R, ограничивающие ток
базы. Резистор RБ необходим для создания цепи перезаряда конденсатора С и
задания IБ в режиме покоя. Выходной сигнал снимается либо с кол. VT1, либо, в
случае необходимости потенциального разделения генератора и нагрузки, или
изменения величины напряжения на RH, с нагрузочной обмотки WH, связанной с
WК коэффициентом трансформации: nН = WK / WН. Диод VD1 необходим для
исключения попадания на нагр. напр. «-» полярности, возникающего при
выключении тр. Диод VD2 и резистор R1 защищают транзистор VD1 от перенапр.
44. Блокинг-генераторы II.
Процесс заканч. в момент вр. t2 перех. тр. VT1 в режим нас. Для развития
I
регенеративного процесса необх. вып. усл. нас. тр., т.е. I Б  K (1). Ток IK равен

сумме приведенных к кол. обмотке трансформатора токов базы и нагрузки:
U Wk
i
i
, где UW k – напряжение на
i K  Б  H (2) На этапе регенерации i Б 
nБ nH
n Б (R  rBX )
WК, rBX – входное сопротивление транзистора, а i H 
U Wk
. Подставим (2) в (1),
nH  RH
с учетом формул для IБ и IН и найдем условие, необходимое для развития прямого
блокинг-процесса:  
n 2 (R  rBX )
1
[1  Б 2
] (3) Длит. фронта импульса, tФ = t2 – t1 в
nБ
nH  RH
блокинг-генераторе составляет доли микросекунды. В течение интервала [t2, t3 ] =
E
E
tИ транзистор находится в насыщении, т.е. U КЭ  0; U Wk  E K ; U WБ  K ; U WH  K ,
nБ
nH
а IК , протекающий через WK, равен сумме трех составляющих: приведенного к
i
E
i
коллекторной обмотке тока нагрузки iH  H  2 K
и тока базы iБ  Б , а
nH
nБ
nH  RH
также тока намагничивания i , т.е. i K  iH  iБ  i  (4)………………..
45. Генераторы пилообразного напряжения (ГПН). ГПН на одном
транзисторе.
ГПН или ген. линейно изм. напряжения (ГЛИН) предн. для формирования напр.
соотв. формы, которая используется для развертки электронного луча по экрану
ЭЛТ для получ. временных задержек имп., модуляции импульсов по длительности
и т.д. Пилообразное напряжение (ПН) может форм. как одной полярности, так и
обеих, а также может быть как нараст., так и спадающим. ЛИН хар.я параметрами:
амплитудой UM; длительностью рабочего хода tРХ; длительностью обратного хода
U(0)  U(t P )

U(0)
U(0)
U(t P )
tОХ; коэффициентом нелинейности
(1), где
и
скорости изм. напряжения во времени, т.е. производные, соответственно в начале
и в конце рабочего участка. Наиболее распространено ввиду простоты реализации
формирование ЛИН путем заряда и разряда конденсатора через резистор. В этом

t
UC (t )  E П (1  e  )
случае напр. на конд. изменяется по эксп. закону:
(2), где
  RC
- постоянная времени зарядной цепи, которая выбирается намного больше
dU C i C
UC 

dt
C , то коэффициент нелинейности  по
времени tРХ. Т.к. производная
формуле (1) может быть найден по величинам тока через конденсатор в начале и
I(0)  I(t PX )

I(0)
в конце рабочего хода:
(3).
46. ГПН со стабилизацией тока заряда.
Для   0 из (3) , что необходимо задержать конденсатор постоянным во времени
током.
Для
этого
в
цепи
заряда
конденсатора
устанавливается
токостабилизирующий элемент, выполняемый обычно транзистором, включенным
по схеме с ОБ или ОЭ. Принцип стабилизации тока основан на свойствах
коллекторных
ВАХ
транзистора,
согласно которым IK, т.е. ток заряда,
слабо зависит от напряжения UКБ или
UКЭ и IЭ = const или IБ = const. Схемы
со
стабилизацией
тока
заряда
позволяют
полнее
использовать
напряжение питания. При этом UM
близко к ЕК, а  достаточно мал.
Примером построения
является схема:
такого
ГПН
Диаграммы
работы
блокинггенераторов: На интервале времени
[t0,
t1
]
транзистор
закрыт,
перенапряжение на его коллекторе
равно –EK, напряжения на обмотках
равны 0. этот режим транзистора
определен запирающим напряжением
на конденсаторе С, возникающим на
нем во время формирования импульса.
До
момента
t1
конденсатор
перезаряжается от цепи. Общая шина
+ЕК, обмотка WБ, С, R и – (- ЕК ). В
момент времени t1 UC приблизительно
= 0 и начинается отрывание VT1. из-за
наличия ПОС процесс отпирания VT1
протекает лавинообразно и называется
процессом регенерации или прямым
блокинг-процессом. В момент времени
t1
напряжение
UБЭ
становится
отрицательным и начинают протекать
токи базы и коллектора, а UКЭ
уменьшается по абсолютной величине,
появляется
напряжение
на
коллекторной
обмотке
WK,
оно
трансформируется в WБ. За счет позировки обмоток (рис.а) на WБ формируется
напряжение, выз. увел. IБ. Его рост выз. увел.IК, уменьш. UКЭ и увел. UW k и UWб.
i
обусл. приложенным к обмотке напр. EK формой петли гистерезиса
сердечника и инд. LK обмотки WK. Величину LK выбирают так, чтобы амплитуда
I  max  (0,05 0,1)iH . При этом i изменяется почти по линейному закону, что обусл.
постоянство величины UH в течение tИ. В инт. tИ конд. С зар. от цепи +WБ – общая
шина – эм. переход VT1 – С – R – (- WБ ). IБ убывает по экспоненциальному
закону. Длит. импульса зав. от вел. R, rBX, C, nБ,  . В мом. вр. t3 тр. выходит из
насыщения, а в интервале [t3; t4 ] = tСРЕЗА прибл. = tФРОНТА разв. обратный
блокинг-процесс, заканч. запиранием транзистора. Закрытое состояние поддерж.
запирающим напр. конд. С, прикладывающимся через R и WБ к VT1. При
запирании VT1 на WK возникает ЭДС самоинд., преп. уменьш. i , диод VD2 откр.
и энергия, запасенная в магн. поле имп. трансформатора рассеивается на R1.
Ток i уменьшается с постоянной времени LK / R1 и в момент времени t5
становится равным 0. вел. выброса напр. на WK:
U ВЫБР  I  max  R1 . Вел. R1
выбирают небольшой порядка десятков Ом из соображения снижения UВЫБР.
Т.к.
U K max  E K  I maxR  U KДопустимое . Без цепи VD2 – R1 UВЫБР достигает
нескольких десятков Вольт. Тр. вновь откр., когда UC приблизительно = 0.
Длит. паузы опр. емкостью конденсатора С и величиной суммарного
сопротивления R+RБ цепи разряда конденсатора.
БГ, как и МВ, может работать в режимах синхронизации, деления частоты и
ждущем режиме. На его основе синтезирован «двухтактный БГ» или «генератор
Роера».
Принципиальная
схема
ГПН,
использующего
начальный
участок
экспоненциального заряда конденсатора, и диаграммы напряжений имеют вид:
На интервалах паузы tП входного
напряжения диаграммы б. происходит
разряд конденсатора С и поддержание
на нем напряжения, близкого к 0, т.к. в
течение tП транзистор VT1 находится в
режиме
насыщения
за
счет
IБ,
протекающего через RБ.
Линейно изменяющееся напряжение
формируется, когда транзистор заперт
входным
импульсом
отрицательной
полярности длительностью tPX. Для
I
E U
I(0)  K ; I(t PX )  K
RK
RK
данной схемы
.
Т.е.
чем
ниже
использование
напряжения источника питания, тем
ниже
нелинейность
формируемого
напряжения.
В этой схеме с помощью стабилитрона VD1и резистора RЭ задается постоянный
ток эмиттера VT2.
Е  UCT  UЭБ 2
и
соответственно
ток
заряда
конденсатора
С:
IЭ2  К
RЭ
i ЗАР  iK2  2  IЭ2 .
В интервале tП транзистор VT1 открыт и насыщен через резистор R1 и через него
протекает ток IK1 = IK2, а напряжение на конденсаторе С близко к 0. При
воздействии входного напряжения отрицательной полярности VT1 заперт, ток iCзар
1
I
= IK2, а U C   I K 2dt  K 2  t линейно увеличивается. Величина отношения IK2 / C
C
C
выбирается из требований к значению UM. При UM приблизительно равном ЕК
I
E
получаем: K 2  K . При холостом ходе ГПН линейность выходного напряжения
C
t PX
очень велика.
При подключении нагрузки часть зарядного тока будет ответвляться в цепь RH,
причем с увеличением UC этот ток будет расти. Поэтому подключение нагрузки
вызывает существенное снижение линейности напряжения и уменьшение
амплитуды UM. Поэтому такие схемы применяют с высокоомной нагрузкой, либо
подключают через эмиттерный или истоковый повторитель.
47. ГПН на основе ОУ.
В настоящее время генераторы с
малым коэффициентом нелинейности
(менее 0,01) и низкоомным выходом
строятся на основе ОУ, включенных,
как правило, по схеме интегратора.
Одна из таких схем и диаграммы ее
работы имеют вид.
В этой схеме выходное напряжение
представляет
собой
усиленное
операционным усилителем напряжение
на конденсаторе С. ОУ охвачен как
ООС (R1, R2, источник Е0), так и ПОС
(R3, R4, источник Е3). Управление
работой
ГПН
осуществляется
с
помощью
транзистора
VT1
c
напряжением UКЭ нас приблизительно =
от 50 до 300 мкВ. При подаче на его
базу
входного
импульса
UBX
длительностью tП (рис. 2б) транзистор
насыщается,
конденсатор
С
разряжается практически до 0 в
течение времени обратного хода tOX
(рис. г). В интервале tPX = t2 – t1 ОУ
работает в линейном режиме. При
допущении, что UДИФ = U0 = 0, имеем:
U- = U+ = UC.
48. П/п стабилизаторы напряжения (ПСН). Классификация и параметры.
Для пит. эл. устройств исп. ист. питания, к стаб. напр. кот. предъявляются выс.
требования. Для удовл. этих треб. в качестве ист. пит. электронной аппаратуры
используют стабилизаторы напр. По исп. принципу действия п/п стаб. напряжения
(ПСН) делятся на параметрические и компенсационные. В первом типе ПСН исп.
постоянство напр. на некоторых видах приборов при изменении протекающего
через них тока. Прим. такого прибора является стабилитрон. Во втором типе ПСН
задачу стабилизации напряжения решают по компенсационному принципу,
основанному на авт. регулировании напряжения, подводимого к нагрузке. По
режиму работы различают ПСН непрерывного и импульсного действия.
В ПСН непрерывного действия рег. элемент (РЭ) работает в активном режиме и
стабилизация вых. напряжения осуществляется непрерывно за счет компенсации
изм. напр. на нагрузке изм. напряжения на РЭ. В ПСН импульсного действия РЭ
работает в импульсном, т.е. ключевом, режиме. В импульсном ПСН энергия
поступает от источника прерывисто. При этом возможно 2 режима регулирования
напряжения на нагрузке: 1. при постоянной частоте; 2. при постоянной
длительности импульсов изменением их частоты. Импульсные стабилизаторы
имеют следующие достоинства по сравнению с ПСН с непрерывным
регулированием: в несколько раз меньше мощность рассеяния регулирующего
транзистора; более высокий КПД; Недостатки: большая величина пульсации UВЫХ;
большая сложность схемы; плохие дин. свойства при импульсном изменении тока
нагрузки.
Тогда для протекающего по цепи ООС тока справедливо:
Е0  UC
R1

U C  U ВЫХ
R2
,
откуда:
U ВЫХ  U C
R1  R 2
R2
 E0
(4).
R1
R1
Сумма токов в цепи ПОС равна нулю, поэтому iC 
(4) в (5) с учетом того, что i C  C
dU C
dU C
dt
EЗ  UC
R3
U  U ВЫХ
 C
R4
(5). Подставим
, получим:
UC
1
R2
1 E
R2

(

)  ( З  E0
) (6).
dt
C R 3 R1  R 4
C R3
R1  R 4
Линейность UC зависит от соотношения сопротивлений резисторов, определяющих
сомножитель при UC в (6). При R3 > (R1R4) / R2 и R3 < (R1R4) / R2 кривая
напряжения UC получается соответственно вогнутой или выпуклой формы, а при
R2 / R1 = R4 / R3
(7) напряжение на конденсаторе изменяется линейно во
времени:
1
1
R2
U C  (E З
 E0
)  t (8)
C
R3
R1  R 4
Выражение (8) с учетом (7) имеет вид:
1
UC 
(E З  Е 0 )  t (9).
C  R3
Отсюда следует, что для схемы на рис.2
Е З > E0, поэтому получается
нарастающее линейное напряжение.
ПСН непрерывного действия имеют выс. коэффициент стабилизации, низкое
выходное сопр. и малую величину пульсации вых. напряжения. По месту
включения РЭ относительно нагрузки ПСН делятся на параллельные и
последовательные. В первых из них рег. транзистор включается параллельно
нагрузке, а во вторых – последовательно с ней. Параметрами ПСН являются: 1.
коэф. стабилизации КСТ, показывающий во сколько раз отношение прир. напр. на
выходе ПСН меньше вызвавшего его отн. приращения напр. на входе.
КСТ 
U BX U ВЫХ
.

U BX U ВЫХ
2. Вых. сопр. RВЫХ, хар. вел. изм. вых. напр. при колебаниях тока нагрузки:
U ВЫЗ
при UBX = const. 3. Дрейф вых. напр. и тока, возникающий при
R ВЫХ 
I H
неизм. вел. как UВХ, так и IВЫХ. Как правило, величина дрейфа соотносится либо с
темп., либо со врем. работы стабилизатора и изм. как прир. UВЫХ или IВЫХ в
заданном диапазоне температур или за единицу времени. 4. КПД. Он хар. собой
отн. мощности, выделяемой в нагрузке в номинальном режиме к мощности, потр.
U
I
из сети:   ВЫХ ВЫХ . 5. Доп. диапазон рег. вых. напр. и тока, внутри кот. сохр.
U BX  I BX
заданная степень их стаб. UВЫХ  UВЫХ ; I H  I H ; 6. Коэф. пульсации вых. напр.,
равный отн. ампл. пульсаций к ср. знач. UВЫХ:
KП 
UП
.
U ВЫХ
49. Компенсационные стабилизаторы постоянного напряжения.
По ср. с парам. компенсационные ПСН
имеют более высокий коэффициент
стабилизации и меньшее выходное
сопротивление. Их принцип действия
основан
на
том,
что
изменение
напряжения на нагрузке усиливается и
подается
на
РЭ,
препятствующий
изменению напряжения на нагрузке.
Структурные схемы параллельного и
последовательного
компенсационных
ПСН имеют вид. На структурных
схемах: РЭ – регулирующий элемент;
У – усилитель постоянного тока;
RH – нагрузка;
ИОН – источник опорного напряжения,
т.е. это источник неизменного во
времени и с широком интервале
температур напряжение;
RБ – баластный резистор. Общий принцип действия стабилизатора напряжения
заключается в воздействии на РЭ управляющей схемы, состоящей из усилителя У
и источника ИОН. В функцию усилителя входит усиление разности напряжения на
RH и ИОН и подача усиленного сигнала на РЭ.
В схеме параллельного стабилизатора напряжения (СН) стабилизация напряжения
на нагрузке осуществляется, как и в параметрическом СН, путем изменения
напряжения на RБ за счет изменения тока РЭ. При неизменном входном
напряжении постоянству напряжения нагрузки соответствует постоянство
напряжения на RБ. Изменению тока нагрузки от 0 до IHmax соответствует
изменение тока РЭ от IHmax до 0.
В схеме последовательного СН стабилизация напряжения на нагрузке
осуществляется изменением напряжения на РЭ, т.е изменением сопротивления РЭ,
а ток РЭ равен IH.
Наличие РЭ в обеих схемах СН обуславливает потери энергии в них. Сравним эти
схемы по КПД, исходя из одинаковых условий работы по UBX, UН и IH, а также
учитывая, что потеря энергии в усилителе и ИОН значительно меньше, чем в RБ и
РЭ. Для параллельного СН определяющими являются потери в RБ и РЭ, т.е.
50. Простейший транзисторный стабилизатор.
Схема простейшего последовательного компенсационного СН имеет вид:
В этой схеме роль ИОН выполняет
стабилитрон
VD1,
а
роль
сравнивающего
РЭ
выполняет
транзистор VT1. Выходное напряжение
UH = UCT – UЭБ.
эквивалентная схема
При
отсутствии
дестабилизирующих
факторов
транзистор
работает
в
активном режиме, напряжение UЭБ
составляет
0,1
–
0,3
В
для
германиевых и приблизительно 1В для
кремниевых транзисторов, т.е. UH
приблизительно равно UCT.
Принцип действия СН следующий:
Пусть UH уменьшилось. В этом случае
напряжение UЭБ, равное UСТ - UH,
увеличивается, ток базы повышается,
UКЭ уменьшается на столько, что UH
увеличивается
до
первоначального
значения.
Аналогично работает схема при повышении UH.
Параметры СН определим с помощью его схемы замещения.
1. выходное сопротивление – оно равно выходному сопротивлению эмиттерного
rБ  rД
повторителя и при достаточно больших rK и RБ составляет: R ВЫХ  rЭ 
.
 1
PRБ  PРЭ  (UBX UH )(I H  I P ) UH  I P  (UBX UH )I H  UBX  I P .
Для последовательного СН определяющими являются потери в РЭ:
PРЭ  (UBX  UH )IH , т.е. на величину UBXIP меньше, чем в схеме параллельного СН.
Т.о., КПД последовательных СН существенно выше, чем параллельных. В связи с
этим последовательные СН нашли большее распространение. Достоинством
параллельных СН является их некритичность к перегрузкам по току и КЗ в
нагрузке. В настоящее время разработано большое количество схем электронной
защиты от КЗ и перегрузок для последовательных СН.
2. коэффициент стабилизации по напряжению можно рассчитать по следующей
rK
U
 ВЫХ .
приближенной формуле: К СТU 
rД  rБ  rЭ (  1) U BX
Отношение
U  U КЭ
U ВЫХ
U
 BX
 1   , где   КЭ
U BX
U BX
U BX
- коэффициент использования
входного напряжения. С его учетом получаем: K CTU 
rK
rД  rБ  rЭ (  1)
 (1  ) . И для
рассмотренной схемы КСТ U приблизительно равняется от 150 до 300.
I
 U ВЫХ
I ВЫХ  U ВЫХ
КПД стабилизатора напряжения:   ВЫХ
.

I BX  U BX
(I RБ  I ВЫХ )  U BX
Для реальных схем IRБ << IH, поэтому
рассчитывается по формуле: R Б 
U BX  U CT
I CT  I Б
  1   . Величина сопротивления RБ
.
51. Построение регулирующих элементов ПСН.
Рассм. схема простейшего ПСН используется на токе нагрузки до 300мА. При
больших токах нагр. возн. трудности
получения больших коэф. стаб., т.к.
приходится
уменьшать
сопр.
RБ , а

коэффициент
(мощность
тр.)
сравнительно
мал.
Усил.
тока УПТ
(усилитель постоянного тока) достигается
применением составных транзисторов. IБ
VT1:
IН
IH
при
I Б1 

(1  1)( 2  1)(3  1) (  1) 3
1  2  3   .
Эта
схема
имеет
недостаток, закл. я в достаточно большом
напр. UКЭ3: UКЭ3 = UКЭ1 + UБЭ2 + UБЭ3, что
обуславливает
большие
потери
в
транзисторе VT3. Для уменьшения этих
потерь применяют схему симметричного
РЭ: Для симметричного РЭ: UКЭ3 = UКЭ1 +
UБЭ2
может достигать минимального
значения в 1 – 1,5 В, чем достигается
значительное повышение КПД ПСН по
сравнению с несимметричной схемой РЭ.
52. Стабилизаторы напряжения на основе ОУ.
Высокие кач. показатели имеют ПСН, в качестве УПТ которых применены ОУ в
интегральном исполнении. Улучшение параметров ПСН при применении в них ОУ
обуславливается высоким коэф. усиления ОУ и глубокой ООС, охватывающей
стабилизатор. Принципиальная схема ПСН на основе ОУ имеет вид:
РЭ выполнен на тр. VT1, в
качестве УПТ применен ОУ DA1.
Неинвертирующий
вход
ОУ
подключен к параметрическому
стабилизатору на резисторе R2 и
стабилитроне VD1, служ. ист.
опорного напр.. С делителя R3,
R4, R5 снимается часть вых.
напр., кот. в ОУ сравнивается с
опорным напр. Выход ОУ подключен к базе VT1, вкл. по схеме с ОК, что обусл.
более низкое вых. сопр. ПСН, чем при включении VT1 по схеме с ОЭ.
Резистор R1 служит для огр. вых. тока ОУ, а с помощью рез. R4 можно регулир.
вых. напряжение ПСН. На входе стаб. включается конденсатор С1 большой
емкости для сглаж. пульсации вх. напр. при усл. пит. его от выпрямителя. Работа
приведенной схемы осущ. след. образом: пот. эмиттера VT1 равен выходному
напр., следовательно, для норм. работы тр. VT1 пот. его базы должен быть выше
на 0,6 – 1 В, чем вых. напр. В рез. питание ОУ должно быть на 2 – 3 В больше
потенциал базы и на 3 – 5 В больше вых. напряжения. Поэтому плюс питания ОУ
подключен не к стабилизированному плюсу вых. напр., а к плюсу вх. напр., кот.
также должно быть выше вых. на 3 –5 В, что обусл. дост. большие потери на РЭ.
Вторая причина подключения «+» питания ОУ не к «+» выходного напряжения
заключается в том, что при этом стабилизатор не запустится, т.к. без питания ОУ
не выдает выходного напряжения и транзистор VT1 остается запертым. В
номинальном режиме, когда выходное напряжение равно заданному, напряжение
между выходами ОУ приблизительно равно 0. предположим, что выходное
напряжение
по
какой-либо
причине
уменьшилось.
Напряжение
на
неинвертирующем входе, равное напряжению стабилизации VD1, останется
практически неизменным, а на инвертирующем входе уменьшится, т.е. его
потенциал станет ниже потенциала на неинвертирующем входе.
Отрицательное приращение напряжения на инвертирующем входе усиливается
операционным усилителем и инвертируется, поэтому изменение выходного
напряжения ОУ имеет положительный знак, т.е. потенциал базы VT1
увеличивается, токи базы, коллектора, эмиттера возрастают, UКЭ падает, а
выходное напряжение стабилизатора увеличивается до прежнего заданного
значения.
Аналогично происходит стабилизация выходного напряжения при его повышении,
только приращения токов и напряжений имеют противоположный знак. Для
дополнительного сглаживания пульсаций параллельно делителю R3 – R5
устанавливают конденсатор емкостью в несколько десятков мкФ. Из условия U0 =
0 в номинальном режиме работы ПСН найдем величину выходного напряжения:
U ВЫХ
R3  R4  R5
 (R 5  R 4)  U ОП U ВЫХ 
 U ОП
R5  R4
R3  R 4  R5
Из схемы ПСН видно, что регулирование выходного напряжения не может быть
ниже UОП, т.к. в этом случае VD1 перестанет стабилизировать напряжение.
53. Двухполярные ПСН на основе ОУ.
Для пит. ОУ и устройств на них применяются, как правило, двухполярное
напряжение. Для его получения могут исп. 2
одинаковых ПСН, постр. по рассмотренной
схеме. Для такого сдвоенного ПСН необх.
потенциально развязанные обмотки трансф. и
2 выпрямительных моста, т.е. аппаратурные
затраты дост. велики. Несколько снизить их
позволяет построение второго ПСН по схеме
стабилизации минусовой шины питания.
В таком ПСН стабилизация напр. пол. и отр.
полярностей осуществляется независимо,
т.к. при снижении одного из напр. второе
остается неизм. Такое регулирование
имеет недостаток: в этом случае общая
шина перестает быть ср. точкой вых.
напряжения,
т.е.
половиной
общего
суммарного
вых.
напр.
От
такого
недостатка избавлены ПСН, построенные
по схеме «ведущей – ведомой». Такая
схема
имеет
меньшие
аппаратурные
затраты и позволяет одним переменным резистором рег.ь одновр. обе полярности
вых. напр. Эта схема отличается от предыдущей тем, что у нижнего по схеме
ведомого ПСН отсутствует ИОН,
а делитель в цепи инвертирующего входа состоит из двух одинаковых по
величине резисторов, включенных на полное выходное напряжение. В
номинальном режиме потенциал средней точки делителя R7 – R8 будет равен
потенциалу общей шины, т.е. 0. Т. о., UДИФ2 = U02 = 0. При уменьшении
отрицательного
UВЫХ2
потенциал инвертирующего
входа
DA2
становится
положительным.
Это
напряжение усиливается и
инвертируется, поэтому UВЫХ
DA2
становится
более
отрицательным; токи базы,
коллектора,
эмиттера
увеличиваются,
UКЭ
VD2
падает,
а
UВЫХ
увеличивается
до
номинального значения. При
уменьшении
положительного UВЫХ1 из-за внешних факторов или за счет
регулировки резистором R4 потенциал средней точки делителя R7 – R8 становится
отрицательным. Это напряжение усиливается и инвертируется ОУ DA2. его
выходное напряжение становится более отрицательным. В результате UБЭ2 падает,
его токи базы, коллектора, эмиттера уменьшаются, а UКЭ2 возрастает до тех пор,
пока потенциал средней точки делителя R7 – R8 не станет равным 0. это
произойдет при UВЫХ1 = UВЫХ2.
54. Защита ПСН на основе ОУ от перегрузок по току и КЗ в нагрузке.
Перегрузки по току в полупроводниковых ПСН возникают при недопустимом
снижении сопротивления нагрузки и при КЗ выхода стабилизатора. При этом ток
через РЭ увеличивается до недопустимой величины и он выход из строя.
Впоследствии из строя могут выйти ОУ, выпрямитель, трансформатор. Для
предотвращения выхода из строя элементов стабилизатора в его схему вводится
защита по току. Структурная схема защиты имеет вид:
На схеме:
RS1 – шунт (датчик тока);
УПТ – усилитель постоянного тока;
ИУ – исполнительное устройство;
Работа
защиты
осуществляется
следующим образом: в номинальном
режиме работы стабилизатора через
сопротивление нагрузки и шунт RS1
протекает ток IHном, не превышающий
величины тока защиты IЗ (установлен).
В
УПТ
ток
через
RS1
или
пропорциональные ему падения напряжения на RS1 сравниваются с величиной UЗ
или IЗ и превышение тока через RS1 над IЗ вызывает появление сигнала на
выходе УПТ и срабатывание ИУ, которое либо разрывает цепь нагрузки, выключая
РЭ, либо подзапирает регулирующий транзистор. Т.о., защита может
осуществляться двумя способами: 1. полное обесточивание нагрузки, т.е. отсечка
тока нагрузки; 2. ограничение тока нагрузки на определенном уровне.
В кач. элементов защиты, как правило, исп. полупроводниковые элементы и
иногда электромагнитные реле. Схема стабилизатора с защитой по второму
способу имеет вид. Защита с огр. тока основана на форме вх. характеристики
кремниевого транзистора, имеющей вид.
Точка перегиба вх. хар. UПОР (пороговое)
характеризует напр. между баз. и эм., выше которого наблюдается быстрый рост
тока базы, поэтому при превышении током IH значение IЗ = UПОР / RS1, IБ
начинает резко увеличиваться, VD2 входит в насыщение, при котором UКЭ2
приблизительно = 0, и шунтирует эмиттерный переход VT1 в запирающем
направлении, поэтому IЭ VT1 не может превышать заданной величины IЗ. В
качестве VT2 необходимо выбирать кремниевый транзистор с частотными
свойствами не хуже, чем у VT1. элементы RS1 и VT2 могут быть включены в
общую шину питания.
Полное запирание РЭ по первому способу защиты можно осуществить, если базу
VT1 подключить к общей шине стабилизатора через очень малое сопротивление.
При этом в качестве элемента защиты можно использовать тиристор VS1
(транзисторный триггер). Схема будет иметь вид, изображенный пунктиром.
55. Формулы
1
1
- удельное сопротивление;  

 Ne - удельная проводимость;
Ne

e  1,602  10 19 ;  К 
U
kT N А N Д
ln
- контактная разность потенциалов; ni  2,5  101 3
e
ni 2
kT
Iпр
ln(
 1)
e
Iнас
- сопротивление диода пост току.
I
Дифференциальное сопр.:
Сб  k
dI
 1
rд
1
U  T
;
rд 1 
 eU
УКОБ по Кутдусову:
Rвх  Rэ || rвх
rвх  rэ  rб (1  е)
rк
е  
rк  Rк // Rн

в
т.к. I  Iн
схеме
выхВАХ : Iк  F (Uкэ) Iб  const
Uкэ
 Iк0( э)
rк ( э)
rк (б )
rк ( э) 
; Iк0(э)  Iк0 (1   )
1 
  Iк Iб   1  
Iк  Iб 
Iэ 
Iк0
 Iк0 (1  ) Iк0(э)
Iб  0  Iк 1Iэ Iк  Iк (1  ) Iк
0 0
0(э)
ТШ:
Uср  Uоп  (Uвых  Uоп)ae
R1
ae 
R1  R2
Uоэп  Uоп  (Uвых  Uоп)ae
НСМВ На ОУ.

 1
Дано: Rн;R1;R2;R3;R4;R;C.
Uвых.m;Uдиф;Rвх.ОУ;υUвых;Iвых.m;
Определить диапазон изм-я скважности Q-?
Решение:
1
T и  п
t и   и ln
;
Q

;
1
tи
и
rк
1 
KI  е
rк* 
Rк
Rк  Rн
Rг'
KIг  е
Rг' rвх
Rг'  Rг // Rэ
KIн  е
t п  п ln
1
1
;
; T  и  п   ln
1
1
Rк // Rн
Rвх
Rвх
KUг  KU
Rвх  Rг
KP  KU  KI
KU  е
56. Схемы замещения тр.
Диод:
Сд  Сбар  Cдиф
Транзистор
dUкб
Iэ  const
dIк
Uкб
Iк  Iэ 
 Iк0
rк (б )
    Iкр / Iэ
- барьерная емкость р-n перехода.
УКОЭ по Кутдусову:
Rвх  R1 || R 2 || rвх
rвх  rб  ( Rэ  rэ)(1   е)
rк *
е  
rк *  Rк // Rн  Rэ
rк
rк* 
1 
Iвых
Iк
KI 

 е
Iвх
Iб
Iн
Rк
KIн 
 е
Iб
Rк  Rн
Iн
Rк
Rг '
KIг 
 е
Iг
Rк  Rн Rг ' rвх
Rг '  Rг // Rб
Rк // Rн
KU  KI
rвх
Rвх
KUг  KU
Rвх  Rг
KP  KU  KI
Rвых  rк* || Rк
с
57. Расчет тр. ч/з h-параметры.
ОБ

dUэ
0,025
Uкб  const  T 
dIэ
Iэ
Iэ
rб  rэ
dUкб
rк (б ) 
Iэ  const
dIк
dIк

Uкб  const
dIэ
rк (б )
rк ( э) 
Ск ( э)  Ск (б )(1   );
1 
f
f 
1 
rэ 
ОЭ : вхВАХ : Iб  F (Uбэ) Uкэ  const
ОБ : вхВАХ : Iэ  F (Uэб) Uкб  const
rк (б ) 
d
e
e
e
( I )  Iн(
)e kT 
( Iн  I )  
I;
dU
kT
kT
kT
Iэ  Iк  Iб
Iк  Iэ  Iк0
Iб  Iэ  (1   )  Iк0
выхВАХ : Iк  F (Uбэ) Iэ  const
R0  U
rд  dU
 Iэ  Iэр  Iэn

 Iэр  Iбр  Iкр

 Iб  Iэn  Iбр  Iкр
 Iк  Iкр  Iк0

eU
I  Iн(e T  1)  Iн(e kT  1) - прямой (и обратный «-») ток в диоде; k  1,38  10 2 3
U
  Iэр / Iэ;   Iкр / Iэр;     Iкр / Iэ
и
ОЭ:

U1  h12I1  h12U 2


I 2  h21I1  h22U 2

h1 2
rэ  h1 1  (1  h2 1)
h2 2 h11  rэ  (1   )rб



h12  rб rк (б )
h
rб  1 2

h

h21  
22


1
rк (б )  1


h22  rк (б )
h2 2


  h2 1
h11
Э
h11б/(1+h21Б)
К
h11Э
Б
h11Э/(1+h21Э)
h12
h21
h11бh22б/(1+h21Б)+h12Б
1
h11Эh22Э/(1+h21Э)- h12Э
-h21б/(1+h21Б)
h21Э+1
h22
-h21Э/(1+h21Э)
h22б/(1+h21Б)
h22Э
h22Э/(1+h21Э)