инвертор

Министерство науки и высшего образования Российской Федерации
Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования
Санкт-Петербургский горный университет
Кафедра электронных систем
Расчетно-графическое задание №2
По дисциплине
Энергетическая электроника
(наименование учебной дисциплины согласно учебному плану)
Тема работы:
Выполнили: студенты гр.
Расчет схемы управления инвертором
ПЭ-17
(шифр группы)
Проверил
Руководитель работы:
Буняев В. Н.
(подпись)
Доцент
(должность)
(Ф.И.О.)
Растворова И. И.
(подпись)
Санкт-Петербург
2020
(Ф.И.О.)
Цель работы:
Изучить принцип действия и методику расчета параметров схемы управления
инвертором
Основные теоретические сведения
Структурная принципиальная схема системы управления инвертором приведена на
(рис. 1), электрическая принципиальная схема на (рис. 2). Задающий генератор
вырабатывает импульсы с частотой, в два раза превышающей нужную для инвертора
частоту, т. е. 800 Гц, и длительностью 250 мкс. Следующий за генератором импульсов
триггер делит частоту на два и распределяет полученные импульсы поочередно в канал
тиристоров VS1, VS4 или VS2, VS3 силовой части инвертора.
На электрической принципиальной схеме задающий генератор выполнен по схеме
несимметричного мультивибратора с управляемым смещением на логических элементах
2И-НЕ (DD1.1....DD1.4) и вырабатывает прямоугольные импульсы, длительность которых
равна требуемой дли-тельности импульсов управления тиристоров (𝑡𝑦 ). Резисторы R1 и R2
и конденсаторы С1
и С2 являются элементами времязадающих цепей мультивибратора и определяют
период следования импульсов и их длительность. Для создания «мягкого» режима
самовозбуждения в схему введены элементы DD1.3 и DD1.4. D-триггер делит пополам
частоту импульсов, поступающих от задающего генератора, и сигналами со своего прямого
и инверсного вы-ходов дает поочередное разрешение или запрещение на прохождение импульсов через цепочки предварительных усилителей каналов (VS1, VS4 или VS3, VS2).
Разрешающие сигналы поступают на один из входов логических элементов 2И-НЕ.
На второй вход подаются импульсы с выхода задающего генератора. Импульс управления
тиристором сформируется на выходе того канала, где на входе одновременно существует
положительный импульс с задающего генератора и разрешающий сигнал с одного из
выходов D-триггера.
Усиление мощности импульсов управления тиристорами и их гальваническая
развязка между собой осуществляется оконечными транзисторными усилителями с
трансформаторной
нагрузкой,
работающими
в
ключевом
режиме.
Функцию
предварительных усилителей, согласующих низкое входное сопротивление оконечных
усилителей, включенных по схеме с ОЭ, выполняют инверторы DD2.2 и DD2.4. В качестве
последних используются логические элементы 2И-НЕ с открытым коллектором, имеющие
повышенную нагрузочную способность.
Расчет систем управления заключается в определении параметров элементов схем
оконечных усилителей и времязадающих цепей задающего генератора. Так как нагрузкой
оконечных усилителей являются тиристоры инвертора, то выходная мощность усилителя
определяется током и напряжением их отпирания. Расчет схемы управления проводим в два
этапа: 1) расчет оконечных усилителей; 2) расчет задающего генератора. Расчетам должно
предшествовать изучение схем, приведенные на (рис. 1) и (рис. 2).
Структурная и электрическая принципиальные схемы
электрической цепи
Рис. 1. Структурная принципиальная схема системы управления
Рис. 2. Электрическая принципиальная схема системы управления
Расчет оконечных усилителей.
Исходными данными для примера расчета являются:
1. Напряжение коллекторного питания оконечных Ек = 20 В.
2. Напряжение питания микросхем Ем = 5 В.
3. Ток выходной обмотки равный току управления тиристора Iу = 0,8 А.
4. Амплитуда напряжения импульсов на выходных обмотках Uу, подключенных к управляющим электродам тиристоров, равна Uy = 2 В.
5. Амплитуда входных импульсов на входах выходных транзисторов, соответствующая уровню логической единицы на выходе элемента DD2.2,
Uвых(1) = 5 В.
6. Частота следования импульсов f = 200 Гц.
7. Длительность управляющего импульса tу = 600 мкс (длительность управляющего импульса выбирается из условия ty > tд, где tд – время проводимости
обратного диода в силовой части инвертора).
Действительно, из работы силовой схемы следует, что в интервале
π < t < π + δ реактивный ток нагрузки протекает через диоды VD3 и VD2, в
результате чего тиристоры VS3 и VS2 находятся под обратным напряжением,
равным падению напряжения на открытом диоде. Если длительность
импульса управления, подаваемого на тиристоры, окажется меньше времени
работы диода, то при изменении направления тока нагрузки тиристоры не
включаются, что приведет к нарушению работы схемы. На основании
результатов расчета получено tд = 545 мкс. Поэтому принимаем ty = 600 мкс.
1. Задаемся величиной ЭДС выходной обмотки импульсного трансформатора из условия Еу = (1,2...2) · Uy = 2 · 2 = 4 В.
2. Определяем максимальный ток коллектора транзисторов выходного
каскада без учета тока намагничивания импульсного трансформатора
I к max 
2  Ey  I y
Eк  U к э.нас.

2  4  0,8
 0,336 А,
20  1
где Uк-э.нас – напряжение насыщения транзистора оконечного каскада.
3. Максимальное напряжение между коллектором и эмиттером
транзистора
U к.max  E к  20 В.
Определяем сечение сердечника трансформатора:
S тр ра 
I к max  U k.max
100
4. В качестве магнитопровода выходного трансформатора тороидальный
сердечник из феррита марки М1000НМ3 (ГОСТ 17141-71) типоразмера К
28x16x9, у которого площадь сечения Sc = 0,6 · 0,9 = 0,54 см; средняя длина
магнитной силовой линии lμ = 2π · RСР = 2 · 3,14 · 1,1 = 6,9 см; площадь окна
SО =2см. Определяем основные параметры кривой намагничивания: индукция
насыщения при напряженности магнитного поля Нтax = 10 Э, BS = 0,35 Тл;
остаточная индукция Вr = 0,11 Тл.
Так как перемагничивание сердечника происходит по одностороннему
циклу, то рекомендуется выбирать материал сердечника с возможно большей
разницей BS - Вr.
1 А/м = 0,4π·10-2 Э; 1 Тл = 10-4 Гс.
5. Определяем число витков первичной обмотки трансформатора
W1 
( Eк  U к э.нас )  t y
S с  ( B S  Br )

(20  1)  600  10 6
 880 вит.
0,54  (0,35  0,11)  10 4
6. Число витков вторичной обмотки
W2 
Ey
Eк  U к э.нас
 W1 
4
 880  186 вит.
20  1
7. Находим относительную магнитную проницаемость сердечника на
рабочем участке цикла перемагничивания
BS  Br
(0,35  0,11)  4π

 240
μ 0  H max 4π  10 7  10  10 3
μ
где μ0 = 4π·10-7 Гн/м – магнитная проницаемость вакуума
8. Индуктивность первичной обмотки трансформатора
L1 
μ 0  μ  W12  S C 4π  10 7  240  880 2  0,54  10 4

 0,18 Гн.
lμ
6,9  10  2
9. Определяем максимальное значение тока намагничивания трансформатора, которое имеет место в момент окончания импульса управления,
I μ max 
EK  U к э.нас
20  1
 ty 
 880  10 6  0,092 A.
L1
0,18
10. Максимальный ток коллектора транзистора выходного каскада с
учетом тока намагничивания трансформатора
I к max  I к max  I μ max  0,336  0,092  0,443 A.
11. По расчетным значениям Iк max и Uк-э.нас из справочника выбираем
транзистор КТ630Д со следующими параметрами:
Iк.доп = 1 А,
Uк-э.доп = 60 В при Rб = 3 кОм, h21Э = 80…240.
Граничная частота усиления в схеме с общим эмиттером fβ = 50 МГц,
максимально
допустимая
мощность,
рассеиваемая
коллектором,
Рк.max = 0,8 Вт.
12. Определяем ток базы, необходимый для достижения режима насыщения транзистора при максимальном токе коллектора
I б нас 
I к max
0,443
b 
 1,5  0,008 A,
h21Э min
80
где b = 1,5...3 – коэффициент насыщения транзистора, h21Э min = 80 – минимальное значение параметра h21Э.
13. Надежное запирание транзистора в интервале между импульсами
управления обеспечивается включением между базой и эмиттером резистора
Rб, сопротивление которого, согласно ТУ, не должно превышать величины
3 кОм для выбранного транзистора. Принимаем к установке резистор сопротивления 2,7 кОм.
14. Определяем ток в резисторе Rб в период действия отпирающего импульса
I Rб 
U бэ.нас
0,75

 0,0003 A  0,3 мА.
Rб
2,7  10 3
Здесь Uб-э.нас = 0,75 В, определенное по входной статической характеристике
транзистора КТ630Д для напряжения Uк-э = 0 В.
15. Определяем ток в резисторе R5 в период действия управляющего
импульса
I R5  I б нас  I Rб  8  0,3  8,3 мА.
16. Находим величину сопротивления резистора R5. Принимаем к установке резистор сопротивлением 500 Ом.
17. Определяем ток выходного транзистора микросхемы DD2.2 в период
логического нуля на ее выходе
I вых(0) 
U u ,n 2  U вых(0)
R5

5  0,4
 9,2  10 3 A.
500
18. Определяем длительность переднего фронта импульса коллекторного тока
транзистора
t п.ф.  τ β ln
где τβ 
b
1,5
 0,0032 10 6  ln
 0,0035 10 6 c,
b 1
1,5  1
1
– постоянная времени транзистора.
2π  fβ
19. Мощность потерь при отпирании транзистора
Pп.ф. 
1
1
 f  I к max  E К  t п.ф.   200  0,336  20  0,0035  10 6  0,784  10 6 Вт.
6
6
20. Длительность заднего фронта импульса коллекторного тока
tз.ф.  3τβ  0,0096  106 c.
21. Мощность потерь при запирании транзистора
Pз.ф. 
1
1
 f  I к max  E К  t з.ф.   200  0,443  20  0,0096  10 6  2,835  10 6 Вт.
6
6
22. Мощность потерь в транзисторе на интервале насыщенного состояния
Pнас  U к э нас  f  t y  ( I к max 
I μ max
2
)  1  200  500  10 6  (0,336 
0,15
)  0,041 Вт.
2
23. Мощность потерь в базовой цепи на интервале насыщенного состояния
Pб  U бэ нас I б нас  f  t y  0,75  0,008  200  500  10 6  600 10 6 Вт.
24. Суммарная мощность потерь в транзисторе
P  Pп.ф.  Pз.ф.  Pнас  Pб  0,046 Вт.
25. Определяем величину добавочного сопротивления в цепи управляющего электрода тиристора
R9  R10  R11  R12 
Ey  U y
Iy

42
 2,5 Ом.
0,8
Мощность, рассеиваемая этим резистором,
PR9  ( Ey  U y )  I y  f  t y  2  0,8  200  500 10 6  0,16 Вт.
26. Эффективное значение тока в первичной обмотке выходного трансформатора
I 1  I к max 
f  t y  0,443  200  500  10 6  0,142 A.
27. Эффективное значение тока во вторичной обмотке
I2  Iy 
f  t y  0,316 A.
28. Сечение провода первичной обмотки
S пров(1) 
I 1 0,142

 0,035 мм 2 ,
j
4
где j = 4 А/мм2 – допустимая плотность тока.
В качестве провода первичной обмотки выбираем провод марки
ПЭЛШО,  = 23 мм.
29. Сечение провода вторичной обмотки
S пров( 2 ) 
I 2 0,316

 0,079 мм 2 .
j
4
Выбираем провод ПЭЛШО диаметром 0,29 мм.
30. Определяем коэффициент заполнения окна сердечника проводом
KM 
W1  S пров(1)  2  W2  S пров(2)
S0

880  0,041  2  186  0,063
 0,297.
2  10 2
Полученное значение КM должно быть меньше предельно допустимого
значения КМ.доп = 0,3. В противном случае нужно взять сердечник ближайшего
типоразмера, но с большей площадью окна и повторить расчет.
31. Максимальное обратное напряжение и максимальный ток демпфирующего диода (VD3, VD4)
Uобр max = EК = 20 В; Iд max = Iк max = 0,443 А.
Выбираем диод КД212А со следующими параметрами:
Iа доп = 1 А; Uобр доп = 200 В.
Величина сопротивления нагрузки микросхем DD2.1 и DD2.2 (R3 и R4) в
соответствии с рекомендациями выбирается равной 1 кОм.
Расчет задающего генератора.
1) частота вырабатываемых импульсов
f 32  2 f  2  200  400 Гц,
2) длительность импульса управления
t и  t у  600 мкс,
3) напряжение источника питания UИП = (5 ± 5%) В.
В задающем генераторе используются микросхемы К155ЛАЗ
1. Определяем длительность паузы на выходе мультивибратора
t П  TЗГ  t и 
1
1
 tи 
 600  10 6  2,5  10 3 c  2500 мкс.
f
400
2. Определяем величину сопротивления R (R2) из условия
R1 ( R2 ) 

Rвх

I вх(1)  Rвх
U пор

1
10  10 3
 1766 Ом,
1  10 3  10  10 3
1
1,5
где R′вх – входное сопротивление закрытой микросхемы; Iвх(1) – входной ток
закрытой микросхемы; Uпор – пороговое напряжение, при котором открывается
логический элемент.
Указанные параметры для микросхем серии ТТЛ характеризуются
следующими значениями: R'вх = 3...15 кОм; Iвх(1) = 0,5…1,4 мА; Unop = 1,5 В.
Принимаем R'вх =10 кОм; Iвх(1) = 1 мА; Uпор = 1,5 В.
Необходимо выбирать максимально возможной величину сопротивления резисторов, так как с их ростом уменьшается влияние выходного сопротивления микросхем на длительности генерируемых импульсов, уменьшается
неравномерность их вершин, а также улучшаются условия самовозбуждения.
Принимаем R1 = R2 = 1,8 кОм.
3. Определяем емкости времязадающих конденсаторов С1 и С2.
tи
C1 
( R1  Rвх )  ln

R1  Rвх
)  R1
R1  Rвх
U пор  ( R1  Rвх )
(U ср  I вх(1) 

600  10 6
 0,22 мкФ ;
3
3
3 1,8  10  10  10
3
(4  1000  10 
)  1,8  10
11,8  10 3
3
(1,8  0,5)  10  ln
1,5  (1,8  0,5)  10 3
tи
C2 
  I вх(1) 
(U ср
 )  ln
( R2  Rвых

R2  Rвх(1)

R2  Rвх(1)
 0,95 мкФ,
)  R2
 )
U пор  ( R2  Rвых
где U'ср – среднее значение уровня логической единицы на выходе микросхемы; R'вых – дифференциальное выходное сопротивление микросхемы.
Для серии К155 и UИП = 5 B: U'ср = 4 B; R'вых = 0,5 кОм.