МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего профессионального образования «Южный федеральный университет» В.А. Обуховец, В.В. Савельев, А.И. Семенихин, Ю.В. Юханов, В.В. Петренко, А.О. Касьянов Лабораторный практикум по антеннам и устройствам СВЧ Учебное пособие Таганрог 2012 УДК 621.396.67.029.64 (076.5) Р е ц е н з е н т ы: доктор технических наук, профессор, зам. начальника НТК по науке ФГУП РНИИРС Габриэльян Д.Д.; кандидат технических наук, доцент, ведущий научный сотрудник ОАО ТНИИС Горин А.М. Обуховец В.А., Савельев В.В., Семенихин А.И., Юханов Ю.В., Петренко В.В., Касьянов А.О. Лабораторный практикум по антеннам и устройствам СВЧ: Учебное пособие / Под ред. проф. В.А. Обуховца. – Таганрог: Изд-во ЮФУ, 2012. – 195 с. Лабораторный практикум предназначен для студентов различных форм обучения по направлениям «Радиотехника», «Инфокоммуникационные технологии и системы связи» и состоит из двенадцати лабораторных работ, выполняемых при изучении дисциплин «Устройства СВЧ и антенны», «Распространение радиоволн и АФУ». Табл. 15. Ил. 106. Библиогр.: 25 назв. Печатается по решению редакционно-издательского совета ЮФУ ЮФУ, 2012 В.А. Обуховец, В.В. Савельев, 2012 А.И. Семенихин, Ю.В. Юханов, 2012 В.В. Петренко, А.О. Касьянов, 2012 2 СОДЕРЖАНИЕ Предисловие………….…………………………..………………... 4 1. Антенны бегущей волны……………..………………………… 5 2. Директорная антенна……………………………………….. …29 3. Рупорные и линзовые антенны……………………………….. 44 4. Параболическая антенна……………………………………… 61 5. Фазовое сканирование в антенных решетках...……………… 74 6. Волноводно-щелевая решетка с частотным сканированием.. 90 7. Многолучевые антенные решетки……………………………101 8. Элементы волноводного тракта……………………………... 117 9. Узкополосное согласование…………………….…………… 133 10. Широкополосное согласовании……………………………. 149 11. Управляющие полупроводниковые устройства СВЧ……..164 12. Устройства СВЧ, содержащие намагниченные ферриты... 174 Приложение……………………………………………………... 188 Библиографический список……………………………. ………193 3 ПРЕДИСЛОВИЕ Настоящий практикум состоит из двенадцати лабораторных работ и предназначен для студентов различных форм обучения, изучающих дисциплины «Устройства СВЧ и антенны», «Распространение радиоволн и АФУ» по направлениям «Радиотехника», «Инфокоммуникационные технологии и системы связи». Содержание практикума позволяет реализовать различные учебные цели, задачи и циклы лабораторных работ, соответствующих изучаемым дисциплинам. Отличительной особенностью практикума является применение мультимедийных файлов-приложений, которые наглядно иллюстрируют работу изучаемых устройств, в частности, поясняют формирование и изменение во времени картин силовых линий электромагнитных полей и облегчают понимание сложного пространственно-временного характера процессов излучения и распространения радиоволн. Файлы-приложения разработаны с помощью пакета электродинамического моделирования Ansoft HFSS v.10. Это ставит на новый современный уровень технологию самостоятельного изучения студентами антенн и устройств СВЧ. Описания лабораторных работ практикума подготовили проф. В.А. Обуховец (работы № 1, 5), проф. Ю.В. Юханов (работа № 4), профессор кафедры А.И. Семенихин (работы № 3, 8, 12, файлы-приложения HFSS), профессор кафедры А.О. Касьянов (работа № 7), доценты В.В. Савельев (работы № 2, 9, 10, приложение), В.В. Петренко (работы № 6, 11) / Под общей ред. проф. В.А. Обуховца. 4 1. АНТЕННЫ БЕГУЩЕЙ ВОЛНЫ 1.1. Цель работы Изучить общие свойства направленных антенн бегущей волны и особенности конструктивного выполнения антенн этого класса в диапазоне СВЧ. П р и м е ч а н и е. Для выполнения и защиты работы необходимо изучить теорию идеального линейного излучателя, особенности поведения диаграммы направленности в пределах областей видимости и мнимых углов, понятие оптимальной длины и режимы излучения; разобраться с конструктивным выполнением диэлектрических, импедансных, ребристо-стержневых и спиральных антенн СВЧ-диапазона [1. С. 273 – 310], [2. С. 5 – 37]. 1.2. Общие свойства антенн бегущей волны Для обеспечения направленных свойств антенна бегущей волны должна иметь значительную длину в направлении распространения волны, существенно превышающую поперечные размеры антенны. Поэтому изучение характеристик антенн бегущей волны проводится на математической модели в виде прямолинейного отрезка провода длиной L, по которому распространяется бегущая волна тока (рис. 1.1). Z P(r,q,φ) L/2 q dZ Y φ - L/2 X P' Рис. 1.1. К расчету характеристики направленности идеального линейного излучателя 5 I 0e jkz при -L zL ; 2 2 I ( z) 0 при z L , 2 где I0 – амплитуда тока в проводе; k=2π/λ – волновое число; = c/vф – коэффициент замедления волны тока, распространяющейся вдоль оси провода с фазовой скоростью vф, по сравнению со скоростью света с. Такую математическую модель антенны бегущей волны называют идеальным линейным излучателем. Для определения характеристики направленности идеального линейного излучателя его условно разбивают на бесконечно большое число элементарных участков, каждый из которых характеризуется комплексной векторной характеристикой на правленности f1 (q ) . Поле всей антенны в дальней зоне находят по принципу суперпозиции путем суммирования (интегрирования) с учетом расположения каждого элементарного участка относительно начала координат [1. С. 273 – 276]: f (q ) f1 (q ) I 0 kL sin (cos q ) 2 . (1.1) jkz (cosq ) dz f1 (q ) I 0 L L e kL (cos q ) 2 2 L 2 После нормировки (деления на I0L) получаем нормированную комплексную векторную характеристику направленности антенны бегущей волны (1.2) f (q ) f1 (q ) f N (q ), kL где (1.3) (cos q ). f N (q ) sin ; 2 Второй сомножитель в (1.2), называемый множителем системы, описывается хорошо известной функцией вида sinψ/ψ, график модуля которой представлен на рис. 1.2. В точках ψ0=nπ функция обращается в ноль. Главный максимум единичной амплитуды имеет место при ψ = 0, поскольку согласно первому 6 замечательному пределу lim (sin 0 ) 1. sin 1 2 0 . 5 2 . 78 0,7 Область видимости 0.21(-13.2 дБ) -4π -3π -2π 2 -π 0 мин π 2π 4π 0 3π макс KL 2 2 q Рис. 1.2. Диаграмма направленности идеального линейного излучателя Из боковых лепестков наибольшим уровнем обладает первый. Он составляет 0,21 от амплитуды главного лепестка (-13,2 дБ – в логарифмическом масштабе). При изменении угла наблюдения θ в сферической системе координат (рис.1.1) от 0 до π величина ψ изменяется от max min kL (1 ) 2 до kL (1 ) . Указанные пределы определяют ширину 2 7 области видимости. При ψ > ψmax или ψ < ψmin величина cosθ должна превышать единицу, что для реальных углов 0<θ<π невозможно. Поэтому значения ψ > ψmax и ψ < ψmin называют областью мнимых углов (выделена штриховкой на рис.1.2). Часть диаграммы направленности антенны, приходящаяся на область мнимых углов, определяет величину реактивной мощности антенны, которая в дальнюю зону не излучается, а запасается вблизи антенны. Совмещение на одном рисунке зависимостей sinψ/ψ и ψ(θ) (рис. 1.2) облегчает процесс вычисления направленных свойств и делает более наглядным физическое объяснение принципов работы антенны. Положение главного лепестка ψ = 0 определяется величиной коэффициента замедления q макс arccos . В зависимости от величины различают три режима излучения: а) режим поперечного излучения ( = 0, т.е. все точки антенны возбуждены синфазно), максимум излучения θмакс= π/2 перпендикулярен оси антенны; б) режим наклонного излучения (0 < || < 1); в) режим осевого излучения (|| ≥ 1). Наибольший интерес для практики представляет режим осевого излучения, когда положение максимума диаграммы направленности совпадает с направлением θмакс= 0. При этом для || = 1 точно половина главного лепестка функции sin ψ/ψ попадает в область видимых углов (рис. 1.3,а). При увеличении || > 1 за пределы области видимости уходит большая часть главного лепестка (рис. 1.3,б). Это приводит к тому, что оставшаяся в области видимости его часть сужается. Однако при этом растет относительный уровень бокового излучения (за счет уменьшения амплитуды главного лепестка). Доказано, что если выбрать положение границы области видимости так, чтобы ψмакс = -π/2, то обеспечивается компромисс между сужением основного лепестка и ростом боковых [1]. При этом КНД в направлении оси антенны близок к максимально возможной величине. В этом случае антенну 8 считают оптимальной. sin 1 (q ) мин -3π -2π -π макс 0 π 3π 2π 4π а sin 1 (q ) мин -4π -3π -2π -π макс 0 π 2π 3π 4π б Рис.1.3. Режимы осевого излучения: а – при || = 1; б – при || > 1 Если конструкция антенны обеспечивает распространение волны тока с коэффициентом замедления , то для получения максимума КНД в осевом направлении необходимо выбрать длину антенны, равную оптимальной: 9 Lопт . 2( 1) (1.4) Это соотношение получено из условия макс kL (1 ) . 2 2 Наоборот, если зафиксировать длину антенны, то максимум КНД в направлении θ = 0 можно обеспечить оптимальным выбором величины коэффициента замедления опт 1 . 2L (1.5) Значение коэффициента направленного действия антенны бегущей волны можно определить по приближенной формуле D (4...7,2) L . (1.6) Ширина диаграммы направленности в режиме осевого излучения определяется выражением 2q0,5 (107...61)0 L . (1.7) При этом уровень первого бокового лепестка по отношению к наибольшему значению главного лепестка в пределах области вдимости составляет (0,21...0,35) или (-13,2…-9,1) дБ в логарифмическом масштабе). В выражениях (1.6), (1.7) первый коэффициент в круглых скобках соответствует || = 1, а второй – оптимальному значению = опт. К классу антенн бегущей волны принято относить диэлектрические стержневые антенны, импедансные (или антенны поверхностных волн), ребристо-стержневые, спиральные, директорные (антенны типа "волновой канал"), антенны вытекающих волн. Некоторые из перечисленных типов антенн изучаются в настоящей работе. Диаграмма направленности любой антенны бегущей волны (1.1) в соответствии с теоремой перемножения [1] описывается произведением (1.2) двух сомножителей f1 (q ) и f N (q ) . Первый из них векторный, определяет поляризацию поля излучения и характеризует направленные свойства одного 10 элементарного участка длины антенны. Для каждого типа антенн бегущей волны f1 (q ) описыается своим выражением. Второй сомножитель f N (q ) характеризует совокупное действие всех элементарных участков, возбуждаемых по закону бегущей волны. Для всех типов антенн этого класса f N (q ) описывается одинаковым выражением (1.3). Отличие заключается лишь в значении коэффициента замедления , зависящем от типа антенны. Если длина антенны L значительно больше длины волны, то функция f N (q ) с изменением θ изменяется гораздо быстрее, чем f1 (q ) . Поэтому поведение f N (q ) и определяет в основном форму диаграммы направленности антенны бегущей волны. 1.3. Конструктивные особенности и принципы действия антенн бегущей волны СВЧ-диапазона 1.3.1. Диэлектрические стержневые антенны. Диэлектрические стержневые антенны (рис. 1.4) состоят из устройства возбуждения и диэлектрического стержня круглого или прямоугольного поперечного сечения. Устройство возбуждения (рис. 1.4,а) представляет собой короткозамкнутый отрезок металлического волновода, возбуждаемого коаксиальной линией. Внутренний диаметр волновода выбирается из условия возбуждения только волны основного типа (H11 – в круглом и H10 – в прямоугольном волноводе). Для круглого волновода это условие описывается неравенством D'внутр 1,22 , 1 (1.8) где λ – длина волны генератора; ε – относительная диэлектрическая проницаемость материала стержня. Такая конструкция обеспечивает возбуждение внутри стержня низшей гибридной волны типа HE11, структура которой близка к структуре поля волны основного типа в металлическом волноводе. Однако гибридная волна вследствие отличий гранич- 11 D’внутр ных условий на поверхности металлического и диэлектрического волноводов помимо продольной составляющей магнитного поля Hz имеет и продольную составляющую электрического поля Ez. Поле гибридной волны HE11 существует как внутри стержня, так и вне его в виде бегущей замедленной поверхностной волны (рис. 1.4,г). Здесь и ниже на HFSS-рисунках изображены линии реальной части вектора Пойнтинга; красные области соответствуют большей напряженности поля, темные области – малым значениям поля. Z L а б в г Рис. 1.4. Диэлектрическая стержневая антенна и её HFSS-модель: а – конструкция диэлектрической стержневой антенны; б – вектор Пойнтинга в продольном сечении антенны; в – вектор Пойнтинга в выходном сечении антенны; г - поле бегущей замедленной поверхностной волны 12 Структура поля волны типа HE11 в круглом диэлектрическом стержне бесконечной длины показана на рис. 1.5. 2 X Z Y Z H Рис. 1.5. Структура поля гибридной несимметричной волны НЕ11 в круглом диэлектрическом стержне бесконечной длины Составляющие электрического поля Ey и Ez, как это следует из рисунка, имеют незначительные по сравнению с Ex амплитуды. Поэтому в диэлектрике стержня возбуждаются токи поляризации с вектором объемной плотности jпол , имеющим преимущественно x - компоненту jпол 0 ( 1) E, где ε0 – диэлектрическая постоянная свободного пространства; ω – циклическая частота. Следовательно, математической моделью диэлектрической стержневой антенны является поперечный слой бегущей вдоль оси z волны токов поляризации (рис. 1.6) с фазовой скоростью vф . X Z L L 2 2 Y Рис. 1.6. Математическая модель диэлектрической стержневой антенны 13 При малой по сравнению с λ шириной слоя диаграмма направленности каждого элемента тока описывается множителем | f1 (q ) | = cosθ. Поэтому для плоскости Е в соответствии с (1.2) можно записать kL sin (cos q ), ; (1.9) f E (q ) cosq 2 где = c/vф – коэффициент замедления волны в диэлектрическом стержне; c – скорость света в свободном пространстве. Коэффициент замедления в (1.9) зависит от диаметра стержня и его диэлектрической проницаемости ε. Эта зависимость приведена на рис. I.7. При малых диаметрах D ' и низких значениях ε большая часть энергии распространяется вне стержня, и поэтому скорость распространения волны HE11 мало отличается от скорости света, При возрастании D ' /λ vф приближается к величине c/ фазовой скорости в бесконечно протяженном диэлектрике с относительной диэлектрической проницаемостью ε. 4 c ф 10,0 3 4,0 2 2,5 1 0,5 1,0 1,5 D' 2,0 Рис. 1.7. Зависимость коэффициента замедления волны HE11 в круглом диэлектрическом стержне от его диаметра Эту особенность используют для улучшения согласования диэлектрических антенн со свободным пространством. Дело в том, что волна HE11 , бегущая в направлении положительной оси z (рис. 1.4), достигнув конца стержня при z = L/2, частично 14 излучается в свободное пространство и частично отражается внутри стержня в направлении к устройству возбуждения. Амплитуда отраженной волны тем больше, чем значительнее отличие vф от c на конце стержня при z = L/2. Поэтому для уменьшения отражений необходимо в соответствии с рис. 1.7 уменьшать диаметр стержня к его концу. По этой причине на практике часто применяют диэлектрические антенны, стержни которых выполнены в виде конуса или усеченного конуса. Для определения коэффициента замедления в таких антеннах по графику рис. 1.7 приближенно полагают диаметр стержня равным Dcp 0,5( D' м акс D' м ин ) . (1.10) Основные характеристики диэлектрических стержневых антенн можно рассчитать по формулам (1.4) – (1.7), (1.9). При расчете диаграмм направленности антенн значительной по срав- нению с λ длины множителем f1 (q ) в (1.9) можно пренебречь, поскольку в пределах главного лепестка диаграммы направлен- ности f1 (q ) ix ( ix – орт оси ОХ). 1.3.2. Импедансные антенны. Этот тип антенн основан на использовании поверхностных волн с замедленной фазовой скоростью. Антенны состоят из устройства возбуждения 1 и замедляющей системы 2 (рис.1.8,а,б). Наиболее простым и широкораспространенным типом устройства возбуждения является секториальный или несимметричный пирамидальный рупор, энергия генератора к которому подводится с помощью волновода или коаксиальной линии. Замедляющие системы могут выполняться различными способами. Чаще других на практике применяются замедляющие структуры в виде гофрированной металлической поверхности (рис. 1.8,а) или в виде диэлектрической пластины над проводящим экраном (рис. 1.8,б). 15 S h A τ z z l 1 2 а б в Рис.1.8. Импедансные антенны (а, б) и HFSS-модель (в) диэлектрической пластины над экраном с бегущей замедленной поверхностной волной Общим для всех конструкций замедляющих систем условием возникновения поверхностной волны является индуктивный (чисто реактивный) характер поверхностного сопротивления (импеданса), определяемого отношением касательных составляющих векторов E и H : Z Ez P , Hy j 0 ( P 0). (1.11) Это условие в замедляющей структуре в виде гофрированной поверхности (или гребенчатой структуры) выполняется при s = Δ+τ << λ ; l < λ/4. При этом возбуждающее устройство должно излучать поле с составляющими Ex, Ez, Hy. В замедляющих системах (рис. 1.8,б) с диэлектрическим слоем над проводящим экраном условие обеспечения индуктивного характера реактивного импеданса (1.11) выполняется при 16 толщине диэлектрической пластины h < λε/4 (λε = λ/ – длина волны в диэлектрике). При выполнении этих условий над замедляющей структурой распространяется поверхностная волна, амплитуда которой быстро спадает по экспоненциальному закону в направлении оси x и не изменяется вдоль координаты z. (Это утверждение справедливо при условии отсутствия потерь в диэлектрике и распространения волны без отражений от конца замедляющей системы). Согласно теореме эквивалентности [1. С. 292], компонентам Hy и Ez на поверхности замедляющей системы можно поставить в соответствие эквивалентные поверхностные токи jzэ и jyм. Распределение этих поверхностных электрического и магнитного токов подчиняется закону бегущей волны с замедленной фазовой скоростью. Поэтому направленные свойства импедансных антенн можно рассчитать по методике, изложенной в подразд. 1.2. Коэффициент замедления гофрированной металлической поверхности (рис. 1.8,а) определяется выражением [3. С. 347] c ф 1 2tg 2 (k) /( )2 1/ 2 , (1.12) где τ и Δ – соответственно ширина выступа и ширина канавки структуры (рис. 1.8,а); l – глубина канавки. Для замедляющей структуры в виде диэлектрической пластины на металлическом экране (рис. 1.8,б) коэффициент замедления можно рассчитать по формуле [4. С. 368]: k 2h2 1 2 (1.13) 1 ( ) , ф 2 где ε – относительная диэлектрическая проницаемость пластины; h – ее толщина. Вычислив по формулам (1.12) или (1.13) коэффициент замедления в импедансной антенне, можно определить ее оптимальную длину, рассчитать КНД и диаграмму направленности антенны, пользуясь выражениями (1.2) – (1.6). В расчетах приближенно можно полагать f1 (q ) iy ( iy – орт оси ОУ). Это приближение не вносит существенной погрешности при опрес 17 делении главного и первого бокового лепестков диаграммы направленности. 1.3.3. Спиральные антенны. Спиральные антенны состоят из цилиндрической (рис. 1.9,а) или конической (рис. 1.9,б) проволочной спирали, соединенной с центральной жилой подводящей коаксиальной линии, наружный проводник которой соединен с металлическим диском. а б в г Рис.1.9. Спиральные антенны (а,б) и HFSS-модель цилиндрической спиральной антенны: в – вектор Пойнтинга в выходном сечении антенны; г - поле бегущей замедленной волны тока, возбуждаемой коаксиальной линией с металлическим диском Последний препятствует затеканию токов на внешнюю поверхность коаксиальной линии и создает однонаправленное излучение спирали. 18 В проводе спирали возникает бегущая волна тока с фазовой скоростью, продольная составляющая которой меньше скорости света. Благодаря этому спиральная антенна излучает максимум мощности в направлении оси спирали. Диаметр витка спирали существенно влияет на условия распространения волны тока в антенне. При малых по сравнению с λ диаметрах ( D ' <<λ / π) в каждом витке провода устанавливается режим стоячей волны. Токи в диаметрально противоположных точках витка имеют противоположное направление и их излучение в направлении оси витка взаимно компенсируется. Такой виток аналогичен элементарной рамке и работает в режиме ненаправленного излучения (рис. 1.10,а). Если длина окружности одного витка близка к длине волны в проводе спирали устанавливается режим бегущей волны тока. Диаметрально противоположные точки каждого витка создают в направлении оси спирали синфазное излучение, виток работает в режиме осевого излучения (рис. 1.10,б). Этот режим и используется в практических конструкциях спираль-ных антенн. а б в Рис. 1.10. Режимы излучения витков спирали При ( D ' >>λ / π) токи в диаметрально противоположных точках каждого витка несинфазны, максимум излучения направлен под некоторым углом к оси спирали. Антенна работает в режиме конического излучения (рис. 1.10,в). При разработке спиральных антенн диаметр витков выбирают равным / . В этом случае бегущую волну тока в витке спирали I0 exp(-jkl) можно представить в виде наложения двух стоячих волн, сдвинутых по фазе на 90°: 19 I 0 exp( jkl) I 0 cos kl j sin kl. а б Рис. 1.11. Представление тока в витке в виде суперпозиции двух стоячих волн Тогда излучение витка эквивалентно суммарному полю четырех изогнутых полуволновых вибраторов, попарно колеблющихся в фазе (рис.1.11), что обеспечивает формирование максимума диаграммы направленности вдоль оси спирали. Поскольку токи в двух парах изогнутых вибраторов сдвинуты по фазе на 90° и равны по амплитуде, такой виток в осевом направлении излучает поле круговой поляризации. В направлениях, отличных от осевого, из-за разности хода лучей от двух диаметрально противоположных точек витка необходимые фазовые соотношения не выполняются и виток излучает поле эллиптической поляризации. Режим осевого излучения витка сохраняется в некотором диапазоне длин волн, удовлетворяющих условию D ' ≈ (0,72... 1,2) λ/π. Этим объясняются хорошие частотные свойства спиральных антенн. Для расширения диапазона рабочих частот применяют конические спирали с переменным диаметром витка. В режиме осевого излучения коэффициент замедления вдоль оси спиральной антенны можно рассчитать по формуле [5. С. 366]: 20 c ф sin cos , D' (1.14) где α – угол подъема спирали (α=arctg(s/π D ' ); s – шаг спирали; D ' – диаметр витков (рис. 1.9). Полученный из (1.14) коэффициент замедления позволяет определить по формуле (1.4) оптимальную длину спирали, число витков, а по выражениям (1.2), (1.3) и (1.6) рассчитать диаграмму направленности и КНД антенны. При этом прибли- женно можно полагать f1 (q ) iy сos(θ). 1.3.4. Ребристо-стержневые антенны. По принципу действия они близки к диэлектрическим стержневым и импедансным (рис. 1.8,а) антеннам, но в отличие от диэлектрических, потери энергии в них значительно меньше. Эти антенны обладают сравнительно небольшим весом и находят широкое применение в диапазоне сантиметровых и дециметровых волн (рис. 1.12). D2 D1 T a L а б в Рис.1.12. Конструкция (а) и HFSS-модель ребристо-стержневой антенны, возбуждаемой открытым концом круглого волновода: б – вектор Пойнтинга в выходном сечении антенны; в - поле бегущей замедленной поверхностной волны 21 Антенна состоит из устройства возбуждения (открытый конец круглого волновода или конический рупор) и замедляющей системы в виде металлического стержня с прикрепленными к нему металлическими дисками. Так же, как и в диэлектрическом стержне, раздельное существование волн Е- и Нтипов в ребристо-стержневой замедляющей системе невозможно. Основным типом волны является низшая гибридная волна типа HE11, фазовая скорость распространения которой вдоль оси антенны меньше скорости света. Коэффициент замедления = c/vф определяется размерами дисков, диаметром стержня и периодом структуры. На рис. 1.13 приведен график зависимости η= T/λ от параметров замедляющей системы [6. С. 374]. Полученное из рис. 1.13 значение коэффициента замедления используется для расчета оптимальной длины и направленных свойств антенны по формулам (1.2) – (1.6). При вычислениях полагают f1 (q ) ix . Свойства ребристо-стержневой антенны во многом аналогичны свойствам директорных антенн [3. С. 350]. Действительно, если дискам придать форму эллипсов с увеличивающимся эксцентриситетом, то в пределе можно перейти к директорной антенне. Достоинством ребристо-стержневых антенн является возможность получения узких диаграмм направленности. Для этого применяют антенны большой длины с периодически изменяющимися вдоль оси размерами дисков. 22 η=ξ T λ T=0.15λ D=2.33·T α=0.5T T=1.25λ 0.4 T=0.3λ λ 1875 T=0. 0.2 T=0.15λ t=(D1-D2)/2λ 0 0.1 0.2 Рис. 1.13. Зависимость коэффициента замедления от параметров ребристо-стержневой антенны 1.4. Описание установки Экспериментальные исследования антенн бегущей волны выполняются на двух установках, функциональные схемы которых представлены на рис. 1.14 и 1.15. Первая часть лабораторного задания выполняется на установке (рис. 1.14), позволяющей измерить распределение амплитуды |I(z)| и фазы arg [I(z)] тока (поля) вдоль длины антенны. Эти измерения проводятся на макетах диэлектрических антенн. В установке применяются разрезанные пополам вдоль оси диэлектрические стержни с продольным пазом для перемещения измерительного зонда. Половинка антенны накладывается на металлический экран так, чтобы зонд вошел в паз. На основании метода зеркальных изображений можно сделать вывод о том, что поле в половинке антенны на экране эквивалентно полю в неразрезанной антенне, расположенной в свободном пространстве. В состав установки (рис. 1.14) входят генератор СВЧ 1, делитель мощности 2, макет разрезанной пополам диэлектрической антенны 3 на экране, измерительный зонд 4, фазовращатель 5 (коаксиальная линия переменной длины), балансный восьмиполюсник 6 (гибридное кольцо в полосковом исполнении), детекторная коаксиальная секция 7, измерительный усилитель 8 и согласованная поглощающая нагрузка 23 9, подключенная к свободному выходу балансного восьмиполюсника. Измерение фазового распределения производится путем сравнения с фазой поля в начальной точке антенны. Исследуемый сигнал с измерительного зонда 4 и опорный сигнал, прошедший через фазовращатель 5, поступает на входы балансного восьмиполюсника 6. Если фазы обоих сигналов совпадают, измерительный усилитель 8 зафиксирует минимум результирующего напряжения. 1 2 3 G 5 7 4 μV 8 6 Рис. 1.14. Установка для измерения распределения поля в диэлектрической стержневой антенне 1 2 3 4 G μV 5 Рис.1.15. Установка для измерения диаграммы направленности антенны бегущей волны Устанавливая зонд 4 в начало антенны, подбирают длину фазовращателя 5 так, чтобы добиться минимального показания индикатора усилителя 8. Это значение длины фазовращателя считается опорным. Переместив антенну относительно зонда на некоторое расстояние, регулировкой длины фазовращателя вновь добиваются минимума результирующего сигнала. Разность длин Δl фазовращателя в обоих измерениях позволяет определить приращение фазы в данной точке антенны относи- 24 тельно ее начала по формуле 2 l , где λ – длина волны в фазовращателе, равная длине волны генератора. Измерив приращения фазы в различных точках антенны, строят фазовое распределение на графике, полагая значение фазы в начале антенны равным нулю. Для измерения распределения амплитуда тока вдоль стержня достаточно разорвать цепь опорного сигнала, отсоединив коаксиальный разъем от фазовращателя. В этом случае показания измерительного усилителя 8 будут пропорциональны квадрату тока (поля) в стержне, поскольку характеристика детектора 7 квадратичная. Вторая часть лабораторного задания выполняется на установке, схема которой приведена на рис. 1.13. Генератор СВЧколебаний 1 связан с исследуемой антенной бегущей волны коаксиальным кабелем. Поле излучения антенны принимается вспомогательным рупором 3, детектируется в детекторной секции 4 и подается на измерительный усилитель 5. При вращении исследуемой антенны 2, фиксируют показания усилителя 5. По полученным данным с учетом характеристики детектора строят нормированную диаграмму направленности. Измерение коэффициента усиления исследуемой антенны производится методом сравнения с эталонной антенной. Для этого определяют показания индикатора измерительного усилителя, соответствующие полю излучения исследуемой антенны αu в направлении максимального излучения, и показания индикатора αэ при замене исследуемой антенны эталонным рупором. Значение коэффициента усиления эталонной рупорной антенны Gэ указано на ее корпусе. Коэффициент усиления исследуемой антенны тогда определится выражением Gu = Gэ αu/ αэ. 1.5. Домашнее задание 1. Согласно номеру бригады, выбрать из таблицы тип антенны и исходные данные для расчета. 25 2. Определить коэффициент замедления в антенне по графикам (рис. 1.6, 1.13) – для диэлектрической и ребристостержневой антенне или по формулам (I.12) – (I.14) – для импедансных и спиральных антенн на длине волны λ, заданной в табл. 1.1. 3. Для найденного коэффициента замедления по данным таблицы рассчитать и построить в декартовой системе координат амплитудную диаграмму направленности антенны заданного варианта. При расчетах угол θ изменять в пределах от 0 до 90°. Вычислить по формуле (1.6) КНД антенны. 4. Рассчитать по формуле (1.4) оптимальную длину антенны. Для антенны заданного варианта выполнить расчеты КНД и диаграммы направленности, положив ее длину, равной оптимальной. 1.6. Лабораторное задание 1. С помощью установки (рис. 1.14) измерить распределение амплитуды и фазы тока (поля) в стержне диэлектрической антенны. Построить графики измеренных распределений. Длина волны λ задана в табл. 1.1. 2. Измерить на установке (рис. 1.15) и построить в декартовой системе координат амплитудную диаграмму направленности антенны, рассчитанной при выполнении домашнего задания. Угол наблюдения изменять в пределах от 0 до 90°. 3. Методом сравнения с эталонным рупором измерить коэффициенты усиления всех типов антенн бегущей волны, указанных в табл. 1.1. 26 Таблица 1.1 Вариант № бригады Тип антенны Параметры замедляющей системы Длина волны λ, см 1и7 2 Диэлектрическая Стержневая Цилиндрическая Усеченный конус, мм 3 4 Импедансная, мм Рис. 1,8,а Рис. 1,8,б 5и8 6 Спиральная, мм Ребристостержневая, мм D' =45 L=200 ε = 2,5 D' макс=45 D' мин=30 L = 200 ε = 2,5 Δ= 22 s = 30 τ=8 h =14 L= 240 h=8 мм L=200 ε =2,5 s =30 L=200 10 9,5 10 10 9 D' =50 T = 15 α =7,5 D1=12 D2=35 L = 200 12 1.7. Содержание отчета 1. Краткие пояснения к расчетам домашнего задания. 2. Таблицы расчетов или программы, графические результаты расчетов. 3. Функциональные схемы измерительных установок. 4. Результаты выполнения лабораторного задания (таблицы измерений и графики). 5. Анализ полученных результатов и выводы по работе. Контрольные вопросы 1. Характеристика направленности антенны бегущей волны. 2. Основные свойства множителя системы характеристики направленности антенны бегущей волны. 27 3. Оптимальное замедление волны и оптимальная длина антенны бегущей волны. 4. Поле в диэлектрической стержневой антенне, её математическая модель, направленные свойства. 5. Выбор конструктивных размеров диэлектрической стержневой антенны и их влияние на параметры антенны. 6. Импедансные антенны с замедляющей структурой в виде гофрированной металлической поверхности. 7. Импедансные антенны с замедляющей структурой в виде диэлектрического слоя на проводящем экране. 8. Спиральные антенны. 9. Ребристо-стержневые антенны. 10. Методика экспериментального измерения распределения амплитуды и фазы поля в диэлектрической стержневой антенне. СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Сазонов Д.М. Антенны и устройства СВЧ: Учебник для радиотехн. спец. вузов. – М.: Высшая школа, 1988. – 432 с. 2. Савельев В.В., Шарварко В.Г. Техническая электродинамика: Конспект лекций. Ч. 2. Теория излучения и приема электромагнитных волн. – Таганрог: Изд-во ТРТУ, 1999. – 103 с. (№2312,а). 3. Кочержевский Г.Н. Антенно-фидерные устройства. – М.: Радио и связь, 1981. – 280 с. 4. Фрадин А.З. Антенно-фидерные устройства. – М.: Связь, 1977. – 440 с. 5. Уолтер К. Антенны бегущей волны. – М.: Энергия, 1970. – 448 с. 6. Вайнштейн Л.А. Электромагнитные волны. – М.: Сов. радио, 1957. – 580 с. 28 2. ДИРЕКТОРНАЯ АНТЕННА 2.1. Цель работы Изучить принцип действия, направленные свойства директорной антенны, зависимость входного сопротивления от числа вибраторов и расстояний между ними, а также способы возбуждения активных вибраторов. П р и м е ч а н и е. Для выполнения домашнего задания, допуска к работе, выполнения лабораторного задания и защиты работы кроме описания необходимо знание следующих разделов курса: теории симметричного вибратора [1. С. 55 – 68, 78 – 82]; теории связанных вибраторов [1. С. 96 – 122]; теории антенн бегущей волны (описание лаб. работы № 1 в настоящем руководстве); принципа работы симметрирующих устройств [1. С. 337 – 341]; методики измерения входного сопротивления (прил.). 2.2. Краткие сведения из теории Директорная антенна представляет собой линейную решетку из М (в простейшем случае из двух) вибраторов Р, А, Д1…Д N (рис. 2.1), расположенных параллельно на некоторых расстояниях dij ≤ λ/4 друг от друга, возбуждаемых по закону бегущей волны. Закон бегущей волны подразумевает убывание (запаздывание) фазы тока каждого последующего вибратора по линейному закону. В этом случае в решетке возникает режим осевого излучения, т.е. антенна оказывается однонаправленной. Однонаправленность обусловлена тем, что фаза поля с учетом набега на расстоянии dij от предыдущего вибратора равна или близка начальной фазе возбуждения последующего вибратора, что выполняется для каждой пары вибраторов. Таким 29 образом, волна распространяется от одного вибратора к другому, образуя своеобразный волновой канал. P Д2 Д1 A Д3 2ℓg2 dpa 2ℓg1 2 ℓa 2 ℓp Lп dag1 dg1g2 dg2g3 L Рис. 2.1. Геометрия директорной антенны Поэтому часто директорную антенну называют антенной типа "волновой канал". Если один из вибраторов принять за основной (А), то вибратор, который отражает поле основного вибратора в противоположную от себя сторону, называется рефлектором (Р), а вибратор, направляющий поле в свою сторону, называется директором (Д). Питание подводится обычно только к одному вибратору А, который называется активным. Остальные возбуждаются полем активного вибратора и являются пассивными. Для удобства согласования (получения максимума КПД и коэффициента усиления) длину активного вибратора берут равной резонансной. Из анализов графиков зависимости входного импеданса (полного входного сопротивления) симметричного вибратора, полученных методом эквивалентных схем (рис. 2.2), видно, что первый резонанс (Хаа = 0) наступает при длине активного вибратора несколько меньшей λ/2 (примерно 0,45...0,48 λ) и 30 это укорочение тем больше, чем больше диаметр 2а вибратора [1. С. 78 – 82]. Рис. 2.2. Собственный импеданс одиночного вибратора При возбуждении активного вибратора коаксиальной линией кроме условия согласования необходимо обеспечить условие симметрирования, так как иначе возникает "антенный эффект", проявляющийся в излучении внешней стороны оплетки коаксиальной линии, и в несимметрии токов в плечах вибратора. Варианты симметрирующих устройств рассмотрены, например, в [1. С. 337 – 341]. Из теории связанных вибраторов [1. С. 96 – 122] известно, что для того чтобы пассивный вибратор являлся рефлектором, его реактивное сопротивление должно быть индуктивным (Хрр > >0), т.е. ток в нем должен иметь сдвиг фаз ψ ≈ +90° или -270° по сравнению с током активного вибратора. Требуемый сдвиг с учетом расстояния между вибраторами может быть получен включением реактивного сопротивления или, как следует из рис. 2.2, удлинением рефлектора на 5 – 10 % относительно резонансного активного вибратора. Пассивный вибратор становится директором при емкостном 31 характере его сопротивления (Хдд < 0 ), т.е. при сдвиге фаз тока ψ ≈ -90° или +270°. Требуемый сдвиг может быть получен включением реактивного сопротивления или, как следует из рис. 2.2, укорочением директора на 5 – 10 % относительно резонансного активного вибратора. В простейшем случае двух активных вибраторов однонаправленное излучение получается при условии равенства амплитуд возбуждающих токов (m = |I2/I1| = 1), расстоянии между вибраторами d = λ/4 и сдвиге фаз ψ = ±90° (питание вибраторов в квадратуре). При этих условиях в направлении главного максимума диаграммы направленности поля от отдельных вибраторов усиливают друг друга, в то время как в обратном направлении происходит взаимная компенсация излучения. В случае системы из активного и пассивного вибраторов одновременное выполнение всех трех условий оказывается недостижимым, так как m <1. Для некоторого увеличения m расстояние между вибраторами уменьшают и выбирают в пределах d = (0,1…0,25)λ, но полной компенсации поля в обратном направлении и в этом случае не происходит, так как m остается меньше единицы. Полное входное сопротивление (входной импеданс) директорной антенны, как и любой решетки [1. С. 115, 249 – 251] определяется по формуле I p Z R jX Z Z a a a I pa aa a N 1 Z Z n , вн , aa n 1 I д1 Z I 1a a I I д2 Z ... дN Z 2a Na I I a a (2.1) где Zaa – собственный импеданс активного вибратора, зависящий только от его размеров: для резонансного вибратора (Хаа = 0) согласно графикам (рис. 2.2) Zaa ≤ 73,1 Ом. Взаимный импеданс связи Zna = Rnа + jXna активного и пассивного вибраторов (n = 1, 2, . . ., N+1), зависящий от взаимного расположения и расстояния между вибраторами d/λ, 32 приближенно определяется по графикам полуволновых вибраторов. рис. 2.3 для Рис. 2.3. Взаимный импеданс системы двух вибраторов Вносимый импеданс: Z I j R jX n Z m e na Z , n, вн n, вн n, вн I na na na a зависящий от амплитуд и фаз токов в рассматриваемых вибраторах и от взаимного импеданса, в удобной для расчета форме может быть записан после разделения действительной и мнимой частей следующим образом: Rn , в н mna ( Rna cos na X na sin na ), X n, вн mna ( Rna sin na X na cos na ), где mna – отношение амплитуд; ψna – сдвиг фаз токов в вибра- 33 торах. В случае чисто пассивного вибратора из системы уравнений Кирхгофа [1. С. 118 – 119] получим m' R 2 na X 2 na I n na I a R2 nn X2 ; nn (2.2) ' где R nn ,X nn na arctg X X na arctg nn , R R na nn – активная и реактивная составляющие импе- данса пассивного вибратора, зависящие от его длины. 4 1 По АА ш 2ℓg 2 2ℓa А 2ℓ 6 3 5 ℓп d 7 λ/4 А Рис. 2.4. Конструкция щелевого возбудителя В лабораторной установке применено щелевое симметрирующее устройство (рис. 2.4), которое работает следующим образом. Энергия СВЧ, подводимая к коаксиальному разъему 1 по коаксиальному линейному переходу 2 длиной ℓn с волновым сопротивлением Wn=50 Ом с волной типа Т, подходит к перемычке 3, которая искажает линии поверхностного тока в коак- 34 сиальной линии таким образом (правая часть рис. 2.4), что в месте перемычки возникает волна типа H11 . Этот тип волны в коаксиальной линии данного сечения распространяться не может, однако вблизи щели возникает поперечная составляющая поверхностного тока, которая пересекает продольную щель 4, которая, в свою очередь, симметрично возбуждает активный вибратор 5. Так как сопротивление излучения щели Rn1 900 Ом, и щель включена параллельно с вибратором (Rв 73 Ом), то влияние щели практически не сказывается и основная часть энергии излучается активным вибратором. Чтобы правая часть возбудителя не влияла на входной импеданс, в коаксиальной линии ставится перемычка 6 на расстоянии λ/4 от активного вибратора. Поскольку "пассивный" вибратор 7 при расстояниях d < λ/4 находится в поле действия щели, магнитный ток которой распределен по закону сosβz (β = 2π/λ – коэффициент фазы, z – продольная координата щели ), то он уже не является чисто пассивным. В этом случае ток в "пассивном" вибраторе I2 можно приближенно учесть как сумму двух составляющих: I′2 (ток, наведенный в пассивном вибраторе полем активного вибратора, рассчитываемый по формуле (2.2)) и I2″ (ток, наведенный в пассивном вибраторе полем щели, рассчитываемый по распределению тока в щели), т.е. I n m e j n a m' e j n a cos d . na na I a (2.3) Графики зависимости m и ψ от d и длин пассивных вибраторов, рассчитанные по формуле (2.3), приведены на рис. 2.5. Направленные свойства системы вибраторов определяются согласно теореме перемножения диаграмм [1. С. 199] по следующей формуле: f q f1 q f q , 35 (2.4) где f1(θ) – характеристика направленности одиночного вибратора; f q – множитель системы ( интерференционный множитель), учитывающий количество вибраторов, их взаимное расположение и распределение токов в них, и представляющий собой характеристику направленности системы, состоящей из абсолютно ненаправленных элементов, находящейся в режиме осевого излучения. m 0,8 0,6 l/λ= 0,21 0,22 0,23 0,24 0,4 0,2 l/λ= 0,26 0,27 0,28 0,29 0 0,14 0,15 0,16 0,17 0,18 0,19 0,20 0,21 0,22 0,23 0,24 d/λ 0,23 0,24 d/λ Ψ,град 120 0,29 0,28 0,27 l/λ= 0,26 60 0 0,24 0,23 0,22 l/λ= 0,21 -60 -120 -180 0,14 0,15 0,16 0,17 0,18 0,19 0,20 0,21 0,22 Рис. 2.5. Зависимость m и ψ от длины пассивного вибратора ℓ/λ и расстояния между вибраторами d/λ В плоскости Е, т.е. в меридиональной плоскости вибратора f1Е q cosl sin q cos l , cos q где β = 2π/λ – коэффициент фазы (волновое число); ℓ – длина одного плеча вибратора. Приближенно без учета разницы в длинах активного и пассивных вибраторов можно считать ℓ λ/4, и 36 в этом случае cos 900 sin q f1Е q , cos q (2.5) где угол θ отсчитывается от нормали к оси вибратора. В плоскости вектора Н излучение вибратора ненаправленно f1Н q 1 . Множитель системы определяется по принципу суперпозиции следующим выражением: f q m e p m2 e j d cos q p p j 2 d 2 cos q 1 m1e ... mN e j 1 d1 cos q j N d N cos q (2.6) . Для системы из двух вибраторов модуль множителя системы (2.6) (диаграмму направленности системы из абсолютно ненаправленных элементов) можно представить в виде f q 1 m2 2m cos d cosq . (2.7) В случае, если амплитуды токов в вибраторах и расстояния между ними отличаются мало, можно получить из (2.6), применяя формулу геометрической прогрессии, выражение множителя системы, совпадающее с множителем системы эквидистантой решетки, возбужденной по закону бегущей волны: N sin d cos q 2 , f q 1 N sin d cos q 2 которое можно применять для оценочных расчетов при m > 0,8. Так как расстояния между соседними вибраторами d < λ/4, а разность фаз 90 0 , то коэффициент замедления решетки ви- 37 браторов, как линейной излучающей системы c 1. ф d Следовательно, директорная антенна представляет собой решетку вибраторов, возбужденную по закону бегущей волны с замедленной фазовой скоростью. Поэтому к директорной антенне полностью применима теория линейных излучающих систем и общие свойства антенн бегущей волны, в том числе условие оптимальности. Практически в директорных антеннах = 1,07 . . . 1,67. Из расчетов и экспериментов следует, что КНД антенны определяется главным образом её полной длиной и не зависит от числа директоров, в то время как полоса частот непосредственно определяется количеством директоров. Излучение в обратном направлении даже при одном рефлекторе получается малым, поэтому второй рефлектор почти никогда не ставят, так как он возбуждается слабо и не оказывает заметного влияния на диаграмму направленности. 2.3. Описание установки Функциональная схема установки для измерения направленных свойств и входного импеданса директорной антенны представлена на рис. 2.6. mA Hz G Рис. 2.6. Функциональная схема измерительной установки 38 Высокочастотные амплитудно-модулированные колебания, вырабатываемые генератором Г4–80 через измерительную линию попадают в исследуемую антенну, расположенную на поворотном устройстве. Исследуемая антенна (см. рис. 2.1) представляет собой стрелу с активным вибратором, возбуждаемым щелевым возбудителем и набор пассивных вибраторов. Длины пассивных вибраторов, расстояния между ними и их количество могут изменяться согласно заданному варианту. Продетектированный сигнал с приемной рупорной антенны поступает на измерительный усилитель У2–4 (У2–6), используемый в качестве индикатора. Установка позволяет производить измерение диаграмм направленности как в Е-, так и в Нплоскости. Измерение входного импеданса производится при помощи измерительной линии. Методика измерения входного импеданса описана в прил. Для пересчета импеданса на вход антенны необходимо учесть длину соединительного кабеля ℓk = 151,5 см, относительную диэлектрическую проницаемость диэлектрика εк = 2,5, длину перехода ℓn = 15,7 см (ε = 1) и сделать по круговой диаграмме пересчет, исключив целое число полуволн. 2.4. Домашнее задание 1. Ознакомиться с функциональными схемами измерительных установок, методами измерений диаграмм направленности и входного импеданса антенн и изобразить функциональную схему проведения эксперимента. 2. Ознакомиться с принципом действия и методом расчета параметров директорной антенны. 3. Для исходных данных по вариантам, приведенным в табл. 2.1, определить по формуле (2.1) входной импеданс системы двух связанных вибраторов, один из которых резонансный 39 (активный) ℓ/a ≈ 25, а другой пассивный. Для облегчения расчетов m и ψ можно использовать графики рис. 2.4. 4. Используя данные табл. 2.1 и найденные значения m и ψ, рассчитать диаграмму направленности двухэлементной антенны, состоящей из активного и пассивного вибраторов в Н- и Eплоскостях. 5. Заготовить таблицы для измерения диаграмм направленности. Таблица 2.1 Вариант Тип пассивного вибратора Длина пассивного вибратора, ℓ/λ Расстояние между активным и пассивным вибраторами, d/λ 1 2 3 4 5 6 7 8 Реф- Дилек- ректор тор Рефлектор Директор Реф- Дилек- ректор тор Реф- Дилек- ректор тор 0,26 0,24 0,27 0,23 0,28 0,22 0,29 0,21 0,25 0,14 0,24 0,15 0,23 0,16 0,22 0,17 2.5. Лабораторное задание 1. Измерить входной импеданс двухэлементной антенны, рассчитанной при подготовке к работе, на частоте f0 = 2,4 ГГц и сделать его пересчет на вход антенны с учетом длин соеди- 40 нительного кабеля и перехода. 2. Измерить диаграммы направленности двухэлементной антенны, рассчитанной при подготовке к работе в Н- и Eплоскостях на частоте f0 = 2,4 ГГц. Результаты сравнить с расчетными. 3. Измерить диаграммы направленности антенны, состоящей из рефлектора, активного вибратора и N директоров на частоте f0 в Н- и Е-плоскостях. Число директоров, размеры и расстояния между вибраторами по вариантам указаны в табл.2.2. 4. Измерить входной импеданс антенны согласно п. 3. Сделать соответствующий пересчет импеданса с учетом длины соединительного кабеля и перехода. 5. Проанализировать результаты эксперимента. Таблица 2.2 Номер бригады Число директоров dpa/λ ℓp/λ dad/λ ℓd/λ 1 2 3 4 5 6 7 8 4 2 3 2 1 4 3 1 0,25 0,26 0,13 0,23 0,22 0,29 0,13 0,23 0,24 0,27 0,15 0,23 0,23 0,28 0,15 0,23 0,23 0,28 0,16 0,22 0,24 0,27 0,19 0,21 0,22 0,29 0,19 0,21 0,25 0,26 0,16 0,22 2.6. Содержание отчета 1. Структурная схема проведения экспериментов. 2. Результаты расчета входного импеданса и диаграмм направленности в соответствии с пп. 3 и 4 домашнего задания. 3. Результаты измерения входного импеданса в соответствии 41 с пп.1 и 4 лабораторного задания. 4. Диаграммы направленности исследуемой антенны в соответствии с пп. 2 и 3 лабораторного задания. 5. Выводы по работе. Контрольные вопросы 1. Как и почему изменяются диаграммы направленности и сопротивление излучения симметричного вибратора при изменении его длины от 0 до λ ? 2. Как изменяется входной импеданс симметричного вибратора в зависимости от его длины и диаметра? Изобразить графики и рассмотреть эквивалентные схемы вибратора вблизи резонансов. 3. Изобразить и объяснить назначение и принцип работы схем возбуждения (симметрирования и согласования) симметричного вибратора, питаемого коаксиальным кабелем. 4. Объяснить назначение и принцип работы щелевого возбудителя, примененного в лабораторной установке. 5. Изобразить и объяснить назначение и принцип работы схем возбуждения (симметрирования и согласования) шлейфвибратора (петлевого вибратора Пистолькорса). 6. Из чего слагается и от чего зависит входной импеданс системы двух вибраторов? Объяснить методику расчета с применением графиков взаимных импедансов. Как изменяется Zвх при изменении расстояния между вибраторами? 7. Как изменяется диаграмма направленности системы двух активных вибраторов (m = 1) в H-плоскости с изменением расстояния между ними при разных ψ? 8. Объяснить принцип действия активного и пассивного рефлекторов и изобразить диаграммы направленности в главных плоскостях системы активный вибратор–рефлектор. 42 9. Объяснить принцип действия активного и пассивного директоров и изобразить диаграммы направленности в главных плоскостях системы. 10. Рассмотреть директорную антенну как линейную решётку. Обосновать распределение амплитуд и фаз, режим излучения. 11. Изобразить и пояснить зависимость направленных свойств, ширины ДН, уровня боковых лепестков и КНД директорной антенны от её длины. Что такое оптимальная длина антенны? СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Марков Г.Т., Сазонов Д.М. Антенны. – М.: Энергия, 1975. – 528 с. 2. Драбкин А.Л., Зузенко В.Л., Кислов А.Г. Антенно-фидерные устройства. – М.: Сов. радио, 1974. – 536 с. 3. Кочержевский Г.Н. Антенно-фидерные устройства. – М.: Радио и связь, 1981. – 280 с. 4. Фрадин А.З. Антенно-фидерные устройства. – М.: Связь, 1977. – 440 с. 5. Лавров А.С., Резников Г.Б. Антенно-фидерные устройства. – М.: Сов. радио, 1974. – 368 с. 6. Савельев В.В., Шарварко В.Г. Техническая электродинамика: Конспект лекций. Ч. 2. Теория излучения и приема электромагнитных волн. – Таганрог: Изд-во ТРТУ, 1999. – 103 с. (№2312,а). 7. Руководство к выполнению лабораторной работы №1 «Антенны бегущей волны» (настоящее руководство). 43 3. РУПОРНЫЕ И ЛИНЗОВЫЕ АНТЕННЫ 3.1. Цель работы Изучить теорию излучающего плоского прямоугольного раскрыва, влияние амплитудно-фазового распределения поля в раскрыве антенны на ее ДН, ознакомиться с конструктивным выполнением, распределениями полей в раскрывах и направленными свойствами рупорных и линзовых антенн (диэлектрических, металлопластинчатых), многолучевой цилиндрической линзы Люнеберга [1. С. 316 – 324, 360 – 371], [2. С. 217 – 230], [3. С. 57 – 64]. 3.2. Общие свойства апертурных антенн 3.2.1. Апертурный метод. Рупорные и линзовые антенны относятся к классу апертурных антенн, у которых остронаправленное излучение формируется раскрывом (апертурой). Обычно это плоская поверхность S прямоугольной или круглой формы с размерами, достаточно большими, по сравнению с длиной волны . Ниже исследуются антенны с прямоугольной формой раскрыва. Раскрыв антенны возбуждается с помощью распределителя, которым в этой работе служит рупор или радиолинза, совмещенная с облучателем. Для остронаправленного излучения различные участки (элементы) раскрыва необходимо возбуждать синфазно (с точки зрения геометрической оптики – независимыми лучами, проходящими одинаковый электрический путь от общего входа антенны). Такая параллельная схема питания элементов раскрыва конструктивно проста, широкополосна и позволяет реализовать различные по ширине ДН. Поэтому рупорные и линзовые антенны находят широкое применение в миллиметровом и сантиметровом диапазонах в качестве самостоятельных антенн или вспомогательных излучающих элементов. Поле излучения рупорных и линзовых антенн наиболее просто рассчитывается апертурным методом. По этому методу 44 приближенно полагается, что излучающей поверхностью антенны является только её апертура S, а поле излучения в соответствии с теоремой эквивалентности полей и токов создается распределенными на S эквивалентными ý m электрическим J и магнитным J поверхностными токами: (3.1) J ý [H S , n] , J m [n, E S ] , где ES , H S – поля в апертуре; n – внешняя нормаль к S. Это означает, что для расчета ДН антенны вначале необходимо найти электромагнитное поле в апертуре антенны. Как правило, оно полагается приближенно равным полю первичной падающей волны, приходящей в апертуру от распределителя. Затем находят ДН антенны по известному распределению поля и эквивалентных токов (3.1) в ее апертуре. Для этого апертуру представляют как систему непрерывно расположенных элементов Гюйгенса (рис. 3.1). Каждый из них имеет векторную комплексную характеристику направленности: 1 cosq f1 (q , ) p( ) f1 (q ) p( ) , 2 где p( ) – единичный вектор поляризации. Общую нормированную характеристику направленности всей апертуры f (q , ) представляют в соответствии с теоремой перемножения в виде [1. С. 316]: (3.2) f q , f1 q f q , , где f q , – комплексный множитель направленности системы изотропных (ненаправленных) элементов. Этот множитель в основном и определяет ДН апертуры, так как f1 q является почти постоянной функцией в широком секторе углов. 3.2.2. Множитель направленности прямоугольного раскрыва. Множитель направленности f q , прямоугольного раскрыва (рис. 3.1) с разделяющимся амплитудно-фазовым распределением поля E s x, y E s1 x E s 2 y в главных плоскостях xОz или yОz раскрыва зависит только от распределения поля и размера раскрыва в рассматриваемой плоскости: 45 f q /2 E exp jk sin q d , Es Es exp jФ s (3.3) / 2 где равно x или y, закон – амплитудно-фазового распределения поля в раскрыве, – размер раскрыва в рассматриваемой плоскости; k 2 / – коэффициент распространения. z S=a· b Θ y а φ x b Рис. 3.1. Плоский прямоугольный раскрыв Интеграл (3.3) строго берется для ограниченного класса функций E s . Ими и стараются аппроксимировать реальное вычисленное или измеренное распределение поля. 3.2.3. Влияние амплитудного распределения поля в апертуре. Одной из наиболее распространенных является аппроксимация в виде синфазного амплитудного распределения поля типа «косинус на пьедестале» (рис. 3.2): (3.4) E s 1 cos ; Ô const; ; . 2 2 Множитель направленности, соответствующий распределению (3.4), после интегрирования по формуле (3.3) приобретает простой вид sin U 2 cos U , (3.5) f q 1 2 U 4U 2 46 где U sin q , – равно a (в плоскости xОz) или b (в плоскости yОz). Es 0 ℓ/2 -ℓ/2 Рис. 3.2. Амплитудное распределение поля типа «косинус на пьедестале» По формуле (3.5), зная скачок поля в интересующей нас плоскости, можно рассчитать и построить ДН, определить её основные параметры: ширину главного лепестка по уровню половинной мощности 2q 0,5 или по нулям 2q 0 , уровень первых боковых лепестков (УБЛ), коэффициент использования поверхности (КИП). Рассчитанные значения этих параметров для некоторых величин приведены в табл. 3.1. Как следует из формулы (3.5) и табл. 3.1, максимум излучения синфазных раскрывов всегда направлен вдоль нормали к ним (θ = 0). Таблица 3.1 Амплитудное 2 , распределение поля 2 , град УБЛ, КИП дБ град Es – «косинус на пьедестале» 1 cos 0 68,8 λ/l 172,0 λ/l -23,0 0,81 0,2 61,3 λ/l 150,1 λ/l -21,5 0,9 0,4 0,6 0,8 1,0 58,4 λ/l 56,2 λ/l 52,4 λ/l 50,8 λ/l 136,9 λ/l 127,2 λ/l 120,3 λ/l 115,0 λ/l -18,8 -16,6 -14,6 -13,2 0,95 0,98 0,99 1,0 47 Раскрывы с равномерным возбуждением, когда =1, имеют наиболее узкий главный лепесток, максимальный КНД D и максимальный КИП: D 4 ab 2 КИП=1. , (3.6) Однако за счет интенсивного возбуждения краев они имеют высокий УБЛ, равный минус 13,2 дБ. Чем меньше , т.е. амплитуда поля сильнее спадает к краям раскрыва, тем шире становится основной лепесток (рис. 3.3), снижаются УБЛ, полный КИП и максимальный КНД: D КИП 4ab 2 КИП=КИПxКИПy . , (3.7) f(Ө) 0,8 Δ=0 0,6 Δ=1 0,4 0,2 0 -2π π 0 π 2π U,рад Рис. 3.3. Влияние на ДН скачка поля Отметим, что возрастание амплитуды поля к краям раскрыва (когда, например > 1) приводит к существенному увеличению УБЛ выше уровня минус 13,2 дБ, к снижению КНД и лишь к незначительному сужению главного лепестка ДН. 3.2.4. Влияние линейных, квадратичных и кубических фазовых искажений поля. Несинфазность апертуры, когда Ô const , искажает форму ДН и снижает КНД. Так, в случае равномерно возбужденного раскрыва, 48 возвращаясь к интегралу (3.3), можно показать, что линейные фазовые искажения (изменения) Ô 1 вызывают отклонение главного лепестка от оси антенны без изменения формы ДН (рис. 3.4). Угол отклонения равен [2]: q îòêë arcsin f(Ө) 0,8 1 k . (3.8) α1=0 α1=0 0,6 0,4 0,2 0 π -2π π 0 2π U,рад Рис. 3.4. Влияние на ДН линейных фазовых искажений Квадратичный закон изменения фазы Ô 2 2 расширяет основной лепесток, увеличивает УБЛ, нули ДН «заплывают» (рис. 3.5). f(Ө) 0,8 α =0 ² α =0 ² 0,6 0,4 0,2 0 -2π π 0 π 2π U,рад Рис. 3.5. Влияние на ДН квадратичных фазовых искажений Кубические фазовые искажения Ô 3 3 также расширяют основной лепесток, но и отклоняют его максимум от оси антенны, а форма ДН становится несимметричной с разным 49 уровнем боковых лепестков (рис. 3.6). f(Ө) 0,8 α =0 ³ α =0 ³ 0,6 0,4 0,2 0 -2π π 0 π 2π U,рад Рис. 3.6. Влияние на ДН кубических фазовых искажений 3.3. Конструкции и законы возбуждения апертур рупорных антенн 3.3.1. Амплитудно-фазовое распределение поля в раскрывах рупоров. Распределителем в рупорных антеннах служит отрезок волновода с возрастающими к раскрыву размерами поперечного сечения. В прямоугольном волноводе обычно возбуждается основной тип волны H10. Рупор называют Н- (Е-) секториальным или пирамидальным, если его размеры изменяются только в плоскости вектора Н (или Е) или в обеих плоскостях (рис. 3.7, 3.8). Приближенно полагают, что поле в каком-либо сечении рупора подобно полю в волноводе с H10-волной и с размерами данного сечения. Отличие состоит в том, что в секториальных рупорах фронт распространяющейся волны (поверхность равных фаз) имеет цилиндрическую форму, а в пирамидальных – сферическую. Отметим, что на HFSS – рисунках (рис. 3.8, 3.9) начало вектора поля соответствует точке наблюдения (точке расчета), а его длина пропорциональна величине поля. Поэтому вектор поля может «выходить» за пределы изображения рупора. 50 b а б Рис. 3.7. Структура поля в Н-секториальном (а) и Е-секториальном (б) рупорах Н10 b a а б Рис. 3.8. HFSS-модель пирамидального рупора (а) и магнитные силовые линии в Н-плоскости рупора (б) а б Рис. 3.9. Структура поля Е в пирамидальном рупоре (HFSS): а – силовые линии поля на входе и в апертуре рупора и распределение поля в Н-плоскости; б – силовые линии поля в Е-плоскости рупора 51 Таким образом, амплитудно-фазовое распределение поля в раскрывах рупоров имеет вид [2. С. 204, 205]: - для Н-секториального рупора: x x2 , E ys x, y E0 cos exp j (3.9) a R1 - для Е-секториального рупора: x y2 , E ys x, y E0 cos exp j (3.10) a R 2 - для пирамидального рупора: x x2 y2 , E ys x, y E0 cos exp j j (3.11) a R1 R2 где R1,2 – длины рупора в плоскостях Н и Е. Из распределений (3.9) – (3.11) следует, что амплитуда поля в раскрывах всех видов рупоров в плоскости Н изменяется по косинусоидальному закону, в плоскости Е – не изменяется, т.е. = 1. Фаза поля изменяется по квадратичному закону 2 0 в плоскости Е для Е-секториального рупора, в плоскости Н для Нсекториального рупора и в обеих плоскостях для пирамидального рупора. В остальных ортогональных плоскостях секториальных рупоров раскрывы возбуждаются синфазно. Если угол раствора рупора α мал, то несинфазностью раскрыва можно пренебречь. Его максимальный КНД можно определить по формулам (3.2), (3.5-3.7), полагая: в плоскости Е: f1 q 1 1 cos q , 2a в плоскости Н: 2 ∆=1; (3.12) (3.13) f1 q cosq 1 , ∆=0. 2a Эти же формулы применяют и для расчета ДН и КНД открытого конца волновода. 3.3.2. Оптимальные рупоры. С увеличением размера 2 52 раскрыва a / (или b / ) максимальный КНД при фиксированной длине рупора R имеет характерную зависимость, показанную на рис. 3.10 [1. С. 363]. Вначале КНД возрастает за счет увеличения площади раскрыва S, а затем снижается за счёт уменьшения КИП вследствие квадратичной фазовой ошибки. Рупор, имеющий максимальный КНД при заданной длине R1,2, принято называть оптимальным, а соответствующий уровень фазовых искажений поля в раскрыве – допустимым. Допускается фазовая ошибка на краю раскрыва в плоскости Н до 135°, в плоскости Е – до 90° (за счет равномерного возбуждения раскрыва в этой плоскости). Рис. 3.10. Зависимость КНД от размеров рупора Поэтому для оптимальных рупоров a 3R1 , b 2 R 2 . (3.14) Диаграммы направленности и КНД таких рупоров также рассчитывают по формулам (3.2), (3.5), (3.7), (3.12), (3.13). Полный КИП получают равным: - для Н (Е) – секториальных оптимальных рупоров КИП ≈ 0,81·0,8 ≈ 0,64; - для пирамидальных оптимальных рупоров 53 (3.15) КИП ≈ 0,81·0,82 ≈ 0,52. (3.16) Здесь первый множитель 0,81 учитывает неравномерность амплитудного распределения поля в плоскости Н, а второй – наличие квадратичных фазовых искажений в плоскостях Е и (или) Н. 3.4. Конструкции и законы возбуждения апертур линзовых антенн 3.4.1. Профиль диэлектрической линзы. В линзовых антеннах распределитель должен удовлетворять условию фокусировки – равенству электрического расстояния от фазового центра облучателя, расположенного в фокусе линзы, до любого элемента раскрыва. Это условие определяет профиль линзы или закон изменения её коэффициента преломления nr (рис. 3.11). y F ρ(φ) φ y ρ(φ) Q a F φ a Q n>1 n<1 б a Рис. 3.11. Профили замедляющей (а) и ускоряющей (б) линз Диэлектрические линзы с замедленной фазовой скоростью vô c и коэффициентом преломления n>1 (рис. 3.11,а) имеют гиперболический профиль освещенной поверхности: n 1 (3.17) f , n c / vô 1, n cos 1 где f – фокусное расстояние, т.е. расстояние между фокусом F и вершиной линзы Q. На распределение амплитуды поля по раскрыву 54 диэлектрической линзы основное влияние оказывает ДН облучателя F1( ): E s y F1 A1 , (3.18) где A1 – множитель, учитывающий спадание амплитуды поля к краям линзы за счет фокусирующих свойств её криволинейной поверхности. Для выравнивания амплитудного распределения необходимо применять облучатели с более широкой ДН. Однако это снижает КУ, так как увеличивается доля мощности, не попадающей на линзу. Фокусирующие свойства диэлектрической линзовой антенны (в горизонтальной плоскости) наглядно иллюстрирует рис. 3.12. а б Рис. 3.12. HFSS-модель диэлектрической линзовой антенны с Н-секториальным рупорным облучателем (а) и распределение электрического поля в горизонтальной плоскости антенны (б) Для расчета ДН и КНД диэлектрической линзовой антенны, исследуемой в работе, можно воспользоваться аппроксимацией (3.4) и положить = 0,4 в плоскости Е и = 0,2 – в плоскости Н (для облучателя в виде пирамидального рупора). 3.4.2. Профиль металлопластинчатой линзы. Такая линза представляет собой набор металлических пластин, отделенных друг от друга на расстояние d (рис. 3.11,б) с волной Н10 между пластинами с повышенной фазовой скоростью vф c . Эффективный коэффициент преломления линзы равен n c / vф 1 / 2d 1 . 2 55 (3.19) Профиль таких ускоряющих линз, описываемый также уравнением (3.17), теперь является эллиптическим, так как n < 1. Амплитудное распределение в таких линзах определяется приближенно двумя множителями (3.18). Отличие состоит в том, что ускоряющие линзы вызывают подъем амплитуды к краям раскрыва. Это позволяет применять облучатели с более узкой ДН. При расчете ДН и КНД ускоряющей линзы, исследуемой в работе, можно положить = 0,8 в плоскости Е и = 0,6 – в плоскости Н (для облучателя в виде пирамидального рупора). Следует отметить, что смещение фазового центра облучателя из фокуса линзы приводит к несинфазности её раскрыва. Так, его смещение вдоль оси линзы вызывает квадратичные фазовые искажения, перпендикулярно оси линзы – кубические и линейные фазовые искажения. Последние имеют место при незначительном смещении и используются на практике для электромеханического сканирования главного лепестка ДН (см. формулу (3.8)). 3.4.2. Плоскостная многолучевая линза Люнеберга. Условие фокусировки линзовой антенны можно выполнить, сохраняя профиль линзы неизменным и изменяя коэффициент преломления n. Такая конструкция плоскостной цилиндрической (двумерной) линзы Люнеберга приведена на рис. 3.13. N n(r) 1 F ДН1 r 1 2 H10 R a ДНN б 4 1 3 b в Рис. 3.13. Плоскостная многолучевая линза Люнеберга 56 Линза превращает цилиндрический фронт волны облучателя 1, расположенного в точке F, в плоский фронт волны 2. Для этого показатель преломления n должен изменяться по радиусу r по закону [1. С. 370]: nr 2 r / R , 2 (3.20) где R – радиус линзы (рис. 3.13,а). Конструкция линзы состоит из слоя диэлектрика 3 с Тволной между двумя металлическими дисками 4 (рис. 3.13,б). Для изменения n(r) по закону (3.20), т.е. для изменения фазовой скорости Т-волны, толщину диэлектрического слоя изменяют по радиусу r. Особенностью этой линзовой антенны является многолучевая ДН (рис. 3.13,в), создаваемая системой N независимых облучателей. Для расчета ДН и КНД одного луча линзы, исследуемой в работе, можно воспользоваться аппроксимацией (3.4) и положить = 1 в плоскости Е и = 0,8 – в плоскости Н. 3.5. Описание установки Экспериментальные исследования рупорных и линзовых антенн в работе выполняются на двух установках, функциональные схемы которых приведены на рис. 3.14 и 3.15. 2 3 1 6 4 5 Рис. 3.14. Функциональная схема установки для измерения амплитудного распределения поля На первой установке (рис. 3.14) измеряется распределение амплитуды поля в раскрыве антенны. В состав установки входят генератор СВЧ 1, отрезок 2 волновода (или волноводной скрутки на угол 90°), исследуемая антенна 3, измерительный зонд-детектор 4 и измерительный усилитель 5. Перемещая зонд вдоль раскрыва 6, регистрируют распределение поля. 57 На второй установке (рис. 3.15) исследуют направленные свойства антенн. Генератор 1 подсоединяют к передающей антенне 2. Исследуемую антенну 3 устанавливают на поворотное устройство 6. К облучателю (рупору) антенны подключают детекторную секцию 4, связанную с измерительным усилителем 5. ДН антенны измеряется в режиме приема путем поворота антенны в горизонтальной плоскости и регистрации показаний усилителя. 2 4 1 3 5 6 Рис. 3.15. Функциональная схема установки для исследования направленных свойств антенн 3.6. Домашнее задание 1. Выбрать из табл. 3.2 тип антенны и исходные данные для расчета (=3,2 см), учитывая номер бригады. 2. Рассчитать и построить в декартовой системе координат ДН антенны в плоскостях Е и Н и определить уровни первых боковых лепестков, ширину ДН по уровню половинной мощности и по нулям в каждой из этих плоскостей. При расчетах пользоваться данными табл. 3.1. Обратить внимание, что в формуле (3.5) величина U вычисляется в радианах. Счет целесообразно вести сразу для двух значений , фиксируя угол q . При расчете ДН рупорных антенн необходимо проверить правомочность использования аппроксимации (3.4), проверив, выполняются ли условия оптимальности (3.14). При расчете линзовых антенн также требуется построить профиль линз или закон изменения показателя преломления n(r). Для этого необходимо воспользоваться формулами (3.17), (3.19), (3.20). 3. Рассчитать КНД антенны по формулам (3.7) с учетом 58 значений КИП, взятых из табл. 3.1 или из формул (3.15), (3.16). Таблица 3.2 Номер бригады (варианта) Исходные данные 1 2 3 4 5 6 7 8 Люнеберга Размеры раскрыва, а 120 22,9 22,9 45 135 215 222 440 мм b пл Е пл Н 10,2 90 10,2 26 90 195 222 25 1 1 1 1 1 0,4 0,8 1 0 0 0 0 0 0,2 0,6 0,8 144 - - 45 181 175 175 220 - 18 25 Скачок поля, ∆ Длина рупора или R1 фокусное расстоR2 яние, мм Расстояние между пластинами, мм или n секториальные Н Е - 178,2 - d - n - пирамидальные Тип антенны и раскрыва открытый волновод ускоряющая линзовые антенны замедляющая рупорные антенны 55 175 1,6 0,458 - 3.7. Лабораторное задание 1. Измерить распределение амплитуды поля в раскрывах рупоров в Е- и Н-плоскостях по вариантам 1, 2, 5 табл. 3.2. Для измерений в Е-плоскости использовать 90°-волноводную скрутку и повернуть измерительный зонд-детектор на 90° 59 вокруг его оси (рис. 3.14). 2. Измерить и построить (в декартовой системе координат) амплитудные ДН антенны, рассчитанной при выполнении домашнего задания (в двух плоскостях). В случае плоскостной цилиндрической линзы Люнеберга измеряется ДН одного луча и только в плоскости Н. 3.8. Содержание отчета 1. Расчет домашнего задания с таблицами и графиками. 3. Функциональные схемы измерительных установок. 4. Таблицы и графические результаты измерений. 5. Анализ полученных результатов и выводы по работе. Контрольные вопросы 1. Дать определение всех параметров антенн. 2. Влияние амплитудного распределения поля в прямоугольном раскрыве на его направленные свойства. 3. Влияние линейных, квадратичных и кубических фазовых искажений в прямоугольном раскрыве на его направленные свойства. 4. Структура поля в рупоре, законы амплитудного и фазового распределения поля в раскрывах Е- и Н-секториальных и пирамидальных рупоров. 5. Зависимость ДН и КНД рупорных антенн от размеров раскрыва и длины рупора. Понятие оптимального рупора. 6. Принцип действия и построение профиля замедляющих и ускоряющих линз. 7. Принцип действия и закон изменения коэффициента преломления в плоскостной многолучевой линзе Люнеберга. 8. Определение амплитудного распределения поля в раскрыве линзовых антенн. 9. Влияние направленных свойств облучателя на ДН и КНД линзовых антенн. 10. Влияние выноса фазового центра облучателя из фокуса линзы на ДН и КНД линзовых антенн. 60 СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Марков Г.Т., Сазонов Д.М. Антенны. – М.: Энергия, 1975. – 528 с. 2. Лавров А.С., Резников Г.Б. Антенно-фидерные устройства. – М.: Сов. радио, 1974. – 368 с. 3. Жук И.С., Молочков Ю.Б. Проектирование линзовых сканирующих, широкодиапазонных антенн и фидерных устройств. – М.: Энергия, 1973. – 440 c. 4. ПАРАБОЛИЧЕСКАЯ АНТЕННА 4.1. Цель работы Исследовать направленные свойства параболической антеннны и влияние зеркала на облучатель. Изучить моноимпульсный метод пеленгации объектов. П р и м е ч а н и е. Для выполнения лабораторной работы необходимо изучить лекционный материал по теории апертурных антенн и материал, относящийся непосредственно к зеркальным антеннам, изложенный в литературе [1. С. 289 – 313, С. 431 – 460], [2. С. 1, С. 311 – 356], [3. С. 246 – 265, 333 – 367], [4. С. 5 – 75]. 4.2. Краткие сведения из теории Одним из наиболее распространенных типов апертурных антенн являются зеркальные. Зеркальные антенны получили самое широкое распространение в современных радиосистемах различных диапазонов волн, начиная от метровых и кончая миллиметровыми. Широкое распространение они имеют и в оптике. Этому способствовала их простота, высокий КПД, малая шумовая температура, возможность формирования самых различных по форме и ширине диаграмм направленности (ДН). Существует несколько типов зеркальных антенн. Наибольшее 61 распространение получили параболические, которые представляют собой металлическое зеркало, выполненное в виде параболоида вращения (или вырезки из него), со слабонаправленным облучателем в фокусе. Принцип работы таких антенн заключается в том, что лучи, направленные из фокуса, отразившись от параболы, становятся параллельными оси параболы, причем длина пути от фокуса до поверхности раскрыва, стягивающей края зеркала, постоянна для любого луча (угла ) (FAB=FCD ) (рис. 4.1). Таким образом, если в фокус параболоида поместить источник сферической волны, то после отражения она преобразуется в плоскую, т.е. в раскрыве параболической антенны образуется синфазная поверхность и излучение антенны оказывается остронаправленным. В сферической системе координат (начало координат совмещено с фокусом параболоида, ось z с фокальной осью) поверхность параболоида описывается уравнением [1]: 2 f 1 cos f sec 2 2 , (4.1) Раскрыв (апертура) A B ψмакс ψ F f ρ C D Рис. 4.1. Профиль параболоида вращения 62 где f – фокусное расстояние параболоида; – расстояние от фокуса до поверхности зеркала. К точности изготовления зеркала антенны предъявляются такие требования, чтобы фазовая ошибка в апертуре не превышала π/4. Максимальная точность выполнения профиля параболоида требуется в вершине и не должна превышать λ/16. Важнейшим элементом зеркальных антенн является облучатель, во многом определяющий характеристики антенны. Именно облучателем определяется диапазонность и максимальная излучаемая антенной мощность. В качестве облучателей параболических антенн используются различные слабонаправленные антенны. ДН параболических антенн рассчитывают, как правило, апертурным методом [1]. Вначале по известному полю облучателя вычисляют поле в апертуре, а затем на основании теоремы об эквивалентности полей и токов рассчитывают ДН. Если облучатель, создающий сферическую волну, в главных плоскостях имеет амплитудную характеристику направленности F , то распределение амплитуд эквивалентных электрических и магнитных токов в апертуре (закон распределения амплитуды поля E (r )) пропорционально отношению F . В этом случае для расчета ДН антенны можно воспользоваться формулами для плоского круглого раскрыва [1]. Меняя ДН облучателя и размеры параболоида, можно менять ширину ДН и уровень боковых лепестков антенны. В случае синфазного возбуждения при равномерном распределении амплитуды поля в раскрыве антенна имеет максимальный КНД [1]: D 4 S 2 , где S – площадь апертуры антенны. Реальные облучатели не обеспечивают равномерного распределения поля в раскрыве. Центральная часть зеркала облучается сильнее, чем её края, что приводит к расширению основного лепестка ДН, снижению КНД и УБЛ [1]. В этом случае КНД антенны в направлении максимального излучения определяется по формуле [1]: 63 D k1 4 S 2 , (4.2) где k1 – КИП, зависящий от ДН облучателя F и угла раскрыва зеркала ψмакс [4, п.1.1.4]. Требуемая ширина ДН, КУ, УБЛ и КНД антенны могут быть реализованы путем соответствующего подбора параметров параболического зеркала (диаметра, угла раскрыва) и ДН облучателя (закона распределения амплитуды поля в раскрыве). Если размеры параболической антенны невелики (диаметр зеркала не превышает нескольких метров), то при обеспечении заданного УБЛ снижение КНД (уменьшение КИП) можно компенсировать соответствующим увеличением диаметра зеркала. При проектировании же больших антенн, диаметры которых составляют десятки метров, необходимые параметры (КНД, УБЛ и т.д.) следует реализовать при минимально возможных размерах зеркала (максимальном КИП), так как стоимость антенны с ростом диаметра зеркала Dз растет как Dз [5]. Для каждого облучателя при заданном диаметре зеркала существует некоторый оптимальный угол раскрыва, при котором коэффициент усиления антенны будет максимальным. Оптимальный угол раскрыва соответствует закону распределения амплитуды поля, при котором ослабление на краях зеркала равно 10 дБ. Большее ослабление ведет к снижению УБЛ, но при этом снижается и КИП, а значит КНД. Более равномерные законы распределения ведут к увеличению КИП (КНД), но вместе с тем и к возрастанию УБЛ. В лабораторной установке в качестве облучателя параболоида вращения используется открытый конец волновода прямоугольного сечения и пирамидальный рупор. Их ДН в главных плоскостях показаны на рис. 4.2. По приведенным ДН F облучателя можно рассчитать функцию распределения амплитуды поля в раскрыве E r по формуле 2,5 Er F , 64 (4.3) где координаты r и – связаны соотношением r sin ; или, учитывая (4.1), r 2 f tg 2 . (4.4) Полученная функция распределения E r в главных плоскостях хорошо аппроксимируется формулой E r 1 1 r 2 , (4.5) где – отношение амплитуды поля на краю излучающего раскрыва к амплитуде поля в середине. Рис. 4.2. Диаграммы направленности волновода и рупора ДН антенны при этом в плоскости, где скачок поля на краю зеркала равен , рассчитывается по формуле F q 1 cosq 2 1 1 u 2 1 u , где n u – лямбда-функция Бесселя n -го порядка; 65 (4.6) u 2 R0 sinq ; R0 – радиус раскрыва зеркала; q – угол, отсчитываемый от оси зеркала. Зависимости n u для n 1,2,3 приведены на рис. 4.3. КИП в каждой из плоскостей может быть рассчитан по формуле k1 3 1 . 4 1 1 2 (4.7) Λn(u) 1,0 0,8 n=3 0,6 0,4 n=1 0,2 0 n=2 -0,2 2 4 6 8 10 u Рис. 4.3. Лямбда-функция Результирующий КИП зеркала антенны определяется как среднее геометрическое коэффициентов использования поверхности в главных плоскостях ( k1E и k1H ): k1 k1E k1H . Поскольку облучатель находится в поле, отраженном от зер- 66 кала, то часть энергии этого поля принимается облучателем, ухудшая его согласование с трактом питания. Это явление, получившее название реакции зеркала на облучатель, особенно нежелательно при работе антенны в широком диапазоне частот. Для уменьшения реакции зеркала на облучатель принимают специальные меры, ознакомиться с которыми можно в литературе [1]– [3]. В лабораторной работе для уменьшения реакции зеркала на облучатель используется контррефлектор – 1 (рис. 4.4). Контррефлектор 1 в виде круглого диска, диаметром d располагается в центральной части зеркала на таком расстоянии t от вершины, при котором поля, отраженные от зеркала и контррефлектора, у облучателя компенсируются. При этом величины d и t связаны с фокусным расстоянием f длиной волны следующими соотношениями [2]: 5 d 1,15 f ; t 2 n 1 , ( n 0, 1, 2, .. ), 4 24 t м ин 24 . (4.8) Формой ДН параболической антенны можно управлять, перемещая облучатель. Перемещение фазового центра облучателя перпендикулярно фокальной оси сопровождается возникновением в раскрыве линейных и кубических фазовых искажений, ведущих к изменению направления максимума излучения, ширины основного лепестка, увеличению УБЛ. Однако, если смещение l от фокальной оси мало ( l f ), кубические искажения также малы, максимум ДН отклоняется в противоположную сторону (рис. 4.5) практически без изменения формы ДН и образует с осью антенны угол , приближенно удовлетворяющий соотношению tg l f . (4.9) Смещение луча от осевого направления в параболической антенне широко используется в радиолокации для создания равносигнальной зоны и в антеннах моноимпульсных радиолокационных станций, моноимпульсный метод пеленгации позволяет 67 по одному отраженному от цели импульсу получить полную информацию об угловом положении цели, обладая при этом высокой точностью и повышенной помехозащищенностью [1], [5]. t Δl α α d F Направление излучения Рис. 4.4. Устранение реакции зеркала на облучатель Рис. 4.5. Смещение облучателя из фокуса В лабораторной работе исследуется простейшая моноимпульсная система, обеспечивающая пеленгацию цели в одной азимутальной плоскости. При этом используемый облучатель состоит из двух волноводов, питаемых от двойного Т-моста согласно схеме на (рис. 4.6,а). При возбуждении входа Σ (Н-плечо двойного Т-моста) оба волновода возбуждаются в фазе и в пространстве формируется излучаемое поле с суммарной ДН, максимум которой направлен вдоль оси зеркала (рис. 4.6,б). При возбуждении входа Δ (Еплечо двойного Т-моста ) оба волновода возбуждаются в противофазе и излучается поле с разностной ДН (рис. 4.6,б). Облучение цели ведется по суммарному каналу, а прием отраженных сигналов осуществляется двумя приемниками как по суммарному, так и по разностному каналам. Сравнением амплитуды и фазы принятых сигналов на входах УПЧ приемников можно определить величиину и направление ухода 68 цели с оси антенны. F(θ) Вход Σ Вход Δ 1 F 1 2 H Вход Σ Вход Δ E θ а б Рис. 4.6. К принципу действия моноимпульсного облучателя 4.3. Описание установки Лабораторная установка состоит из передающей и приемной частей. Исследуемая параболическая антенна работает в режиме излучения. Установка собирается по схемам, приведенным на рис. 4.7 и 4.8, где 1 – генератор СВЧ со встроенным аттенюатором; 2 – двойной ответвитель-измеритель КСВ; 3, 11 – измерительные усилители; 5 – вращающееся сочленение; 6 – параболоид вращения; 7, 8 – облучатели; 9 – двойной Т-мост; 10 – приемный рупор; 4, 12 – детекторные секции. Зеркало антенны установлено на опору, способную поворачиваться вокруг вертикальной оси при снятии ДН в горизонтальной плоскости. Опора позволяет также смещать зеркало относительно облучателя. 69 μV 3 < 6 Гц 4 10 7 П1 Г 12 1 < 2 11 5 μV Рис. 4.7. Установка для исследования антенны с одиночным облучателем μV 3 6 < Гц 4 17 П1 18 10 Г 12 9 1 < 2 11 5 μV П2 Рис. 4.8. Установка для исследования моноимпульсной системы 4.4. Домашнее задание 1. Изучить схемы лабораторной установки, ознакомиться с работой элементов волноводного тракта и приборов. 2. Для волноводного или рупорного облучателя, используя 70 № бригады 1 2 3 4 5 6 7 8 R0 , см 27 28 29 30 31 32 33 34 , см 3,2 3,2 3,2 3,2 3,4 3,4 3,4 3,4 f , см 19 19 19 19 20 20 20 20 Вид облучателя волновод рупор рупор волновод рупор рупор волновод рупор рис. 4.2 и формулы (4.3) – (4.5), рассчитать функцию распределения амплитуды поля Er в одной из главных плоскостей (Е или Н) раскрыва антенны, используя данные табл. 4.1. 3. По данным п. 2 рассчитать ДН антенны в указанной плоскости, используя графики на рис. 4.3. 4. Используя формулы (4.2) и (4.7), рассчитать КНД антенны в направлении максимального излучения. 5. Рассчитать по формуле (4.9) величину отклонения ДН антенны при выносе облучателей из фокуса на 25 мм для обеспечения моноимпульсного режима работы. 6. По формулам (4.8) определить размеры контррефлектора и его расстояние от зеркала, устраняющие реакцию зеркала на облучатель. Таблица 4.1 Плоскость Е Е Н Н Е Е Н Н 4.5. Лабораторное задание 1. Собрать схему измерительной установки, как показано на рис. 4.7. 2. Исследовать влияние контррефлектора на согласование волноводного облучателя с питающей линией. Для этого снять зависимость КСВ от положения контррефлектора относительно зеркала (замерить КСВ при следующих расстояниях между 71 диском и зеркалом антенны: t=0, 5, 10, 15, 20 мм). Установить расстояние t , соответствующее наименьшему КСВ. 3. Изучить направленные свойства параболических антенн. Для этого измерить ДН: а) параболической антенны с волноводным облучателем в фокусе в Е- и Н-плоскостях (для этой цели используются сменные волноводные облучатели, изогнутые в различных плоскостях). Измерения производить с шагом, не превышающим 0,5°. Сравнить экспериментальные данные с расчетными; б) параболической антенны с волноводным облучателем, смещенным из фокуса вдоль оси параболы (по оси z ) и перпендикулярно ей (по оси y). Величины смещений облучателя приведены в табл. 4.2; Таблица 4.2 № бригады 1 2 3 4 5 6 7 8 Смещение по оси y, мм 20 25 30 35 40 45 25 30 Смещение +25 по оси z, мм -25 +30 -30 +40 -40 +35 -35 в) параболической антенны с рупорным облучателем, фазовый центр которого расположен в фокусе параболоида. Измеренные ДН построить в прямоугольной системе координат, определить их ширину по половинной мощности, угловые сдвиги и искажения главных лепестков. 4. Собрать схему измерительной установки, как показано на рис. 4.8. Исследовать моноимпульсную систему пеленгации. Для этого: а) измерить и построить в декартовой системе координат суммарную ДН антенны (питание подается в Н-плечо двойного Тмоста); б) измерить и построить в декартовой системе координат разностную ДН антенны (питание подается в Е-плечо двойного Тмоста). 72 4.6. Содержание отчета 1. Рабочие схемы установок. 2. График зависимости КСВ в волноводном тракте от расстояния между контррефлектором и параболическим зеркалом. 3. Графики расчетных и экспериментальных ДН. 4. Выводы по работе. Контрольные вопросы 1. Назвать типы зеркальных антенн и их назначение. 2. Пояснить принцип работы параболических антенн. 3. Методы расчета поля излучения зеркальных антенн. 4. Методы устранения реакции зеркала на облучатель. 5. Типы облучателей. 6. Влияние распределения амплитуды поля в раскрыве на направленные свойства параболических антенн. 7. Параметры параболических антенн: КНД, КУ, КПД и их зависимость от ДН облучателя. 8. Источники фазовых искажений и их влияние на направленные свойства и параметры ЗА. 9. Выбор оптимального угла раскрыва зеркала для различных облучателей. 10. Принцип работы моноимпульсной системы пеленгации целей. 11. Методика измерения ДН. Проанализировать экспериментальные ДН и сравнить их с расчетными. СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Марков Г.Т., Сазонов Д.М. Антенны. – М.: Энергия, 1975. – 528 с. 2. Айзенберг Г.З., Ямпольский В.Г., Терешин О.Н. Антенны УКВ / Под ред. Г.З. Айзенберга. В 2-х частях. Ч. 1. – М.: Связь, 1977. – 384 с. 3. Драбкин А.Л., Зузенко В.Л., Кислов А.Г. Антеннофидерные устройства. – М.: Сов. радио, 1974. – 536 с. 73 4. Пособие по расчету антенн сверхвысоких частот. Ч.1. – Таганрог, 1974. – 151 с. 5. Антенны: Современное состояние и проблемы / Под ред. чл.-корр. АН СССР Д.Д. Бахраха и проф. Д.И. Воскресенского. – М.: Сов. радио, 1979. – 208 с. 5. ФАЗОВОЕ СКАНИРОВАНИЕ В АНТЕННЫХ РЕШЕТКАХ 5.1. Цель работы Ознакомиться с общими свойствами антенных решеток, способами определения их направленных свойств, экспериментально исследовать характеристики макетов фазированных антеннных решеток. П р и м е ч а н и е. Для выполнения и защиты работы необходимо знать основы теории излучения антенных решеток [1. С. 292 – 302], изучить общие свойства и способы сканирования лучом антенной решетки, принципы построения фазовращателей и делителей мощности [1. С. 394 – 405, 150 – 168]. 5.2. Общие свойства антенных решеток Антенными решетками принято называть систему дискретно расположенных излучателей, формирующих общую диаграмму направленности за счет когерентного сложения полей отдельных излучателей. Для решетки из N излучателей произвольного типа, расположенных в пространстве произвольным образом, характеристика направленности согласно принципу суперпозиции полей определяется непосредственным суммированием полей отдельных излучателей решетки N f (q , ) I n e j n f n (q , ) e j k rn , n 1 74 (5.1) где f n (q , ) и f n (q , ) – комплексные векторные характеристики направленности [1. С. 191] соответственно n-го излучателя и всей решетки; N – число элементов решетки; In и ψn – соответственно амплитуда и фаза тока на входе излучателя с номером n, k ir k0 – вектор, величина которого равна постоянной распространения в свободном пространстве (k=2π/λ), а направление совпадает с направлением ir из начала координат на точку наблюдения поля в дальней зоне; rn – радиус-вектор, направленный из начала координат в точку расположения фазового центра излучателя с номером n (рис. 5.1). Скалярное произведение k rn учитывает разность хода лучей, направленных в точку наблюдения поля из начала координат и из фазового центра n-го излучателя. Формула (5.1) носит общий характер и применяется при расчете направленных свойств решеток, расположенных на поверхности сложной формы, объемных решеток и пригодна для решеток из неодинаковых излучателей. Если все излучатели решетки идентичны и одинаковым обра зом расположены в пространстве, то множитель f n (q , ) f1 (q , ) можно вынести из-под знака суммы (5.2) f (q , ) f1 (q , ) f N (q , ), N где f N (q , ) I n e jk0 ( xn sin q cos yn sin q sin ) n 1 называется множителем системы. Выражение (5.2) является математической записью теоремы перемножения диаграмм направленности [1]. 75 z θ y rn φ n x Рис. 5.1. К расчету характеристики направленности произвольной антенной решетки Для простейшей линейной эквидистантной решетки из одинаковых элементов, возбуждаемых токами одинаковой амплитуj ( n 1) ды I n I 0e , поэтому для суммирования полей в (5.2) можно применить формулу суммы геометрической прогрессии [1. С. 238]: N k d (sin q cos ) 2 kd f N (q , ) , k d N sin (sin q cos ) kd 2 sin (5.3) где Δψ – приращение (набег) фазы токов между соседними излучателями, d – расстояние между излучателями, N – число элементов решетки, стоящее в знаменателе, служит для нормировки характеристики направленности. Изменением величины Δψ можно менять угол наклона фазового фронта на излучателях решетки, что приводит к отклонению максимума диаграммы направленности. Это свойство антенных решеток применяется для управления положением луча решетки в пространстве (сканирования) без изменения положения самой решетки. Направление максимального излучения (θмакс,φмакс) определяется из условия 76 sin q м акс cos м акс . kd (5.4) Управлять значением Δψ можно механическим или электрическим (электронным) путем. В настоящее время разработано три основных способа электронного сканирования: фазовый, частотный и амплитудный. При фазовом сканировании регулировка фаз токов в излучателях обеспечивается применением электронно-управляемых фазовращателей. Такие антенные решетки называют фазированными. В решетках с частотным сканированием эта цель достигается изменением частоты питающего генератора. Амплитудный способ сканирования осуществляется путем коммутации парциальных диаграмм направленности в многолучевой антенной решетке. 5.3. Схемы питания излучателей фазированных антенных решеток Для возбуждения излучателей фазированных антенных решеток (ФАР) энергией одного общего генератора с нужным амплитудным и фазовым распределением токов на входах излучателей применяют распределители мощности закрытого и оптического типов. Распределители закрытого типа состоят из отрезков линий передачи, СВЧ-элементов, фазовращателей, направленных ответвителей и т.п. В этих распределителях деление мощности осуществляется внутри самого устройства без излучения в окружающее пространство. Распределители закрытого типа строятся по последовательной и параллельной схемам. В схеме последовательного распределения можно применять для управление фазой одинаковые фазовращатели (рис. 5.2), что упрощает устройство управления ими. Для выравнивания элект- 77 1 2 3 N Вход φ φ φ Рис. 5.2. Последовательная схема распределителя закрытого типа с одинаковыми фазовращателями рических длин в линиях питания излучателей должны включаться компенсирующие отрезки фидера (на рис. 5.2 показаны пунктиром). Недостатками этой схемы являются накопление потерь энергии и погрешности установки фазы, а также повышенные требования к электрической прочности фазовращателей, поскольку через первые из них проходит почти вся мощность генератора. От этих недостатков свободен второй вариант схемы последовательного распределения мощности (рис. 5.3), однако устройство управления фазовращателями для осуществления сканиро-вания существенно усложняется, поскольку каждый фазовращатель должен отрабатывать свой фазовый сдвиг. 1 2 3 N φ 2φ (N-1)φ Вход Рис. 5.3. Последовательная схема распределителя закрытого типа Распределители мощности с параллельной схемой (рис. 5.4) не нуждаются в дополнительных отрезках линий передачи, компенсирующих фазовые набеги. В них можно применять фазовращатели с меньшей электрической прочностью. Погрешности установки фаз в фазовращателях не накапливаются. Недостатком схемы (рис. 5.4) является трудность обеспечения согласования в узле, разветвляющем входную линию передачи 78 на N каналов. Кроме того, устройство фазовращателями по-прежнему остается сложным. 1 2 3 0 φ 2φ управления N (N-1)φ Вход Рис. 5.4. Параллельная схема распределителя закрытого типа От перечисленных недостатков свободна двоично-этажная схема распределителя (рис. 5.5). В каждом узле схемы осуществляется деление мощности на две равные части, что легко достигается применением резистивных делителей. В пределах каждого "этажа" фазовращатели отрабатывают одинаковый сдвиг фаз (с точностью до знака). Это значительно упрощает устройство управления фазовращателями. Двоично-этажная схема, представленная на рис. 5.5, обеспечивает формирование линейного фазового распределения с шагом 2φ. -φ +φ -2φ -φ -φ +φ +2φ +φ -2φ -4φ -φ +φ +2φ +4φ Вход Рис. 5.5. Двоично-этажная схема распределителя В распределителях оптического типа деление мощности производится не в разветвлениях линий передачи, а в некоторой об- 79 ласти пространства. Различают проходную и отражательную схемы распределителей оптического типа (рис. 5.6, 5.7) N N φN 3 φ3 2 φ2 1 φ1 3 Вход 2 1 Рис. 5.6. Проходная схема распределителя оптического типа φN N φ3 3 φ2 2 φ1 1 Вход Рис. 5.7. Отражательная схема распределителя оптического типа По принципу действия они напоминают работу линзовой и зеркальной антенн соответственно. В проходной схеме распределителя энергия облучателя делится между элементами вспомогательной приемной решетки. Фаза сигнала в каждом канале регулируется своим фазовращателем. Для компенсации неравномерности фазового распределения, возникающего из-за сферической формы фазового фронта облучателя, в цепь каждого управляемого фазовращателя включают компенсирующие отрезки фидера (на рис. 5.6, 5.7 показана пунктиром). Диаграмму направленности формируют элементы отдельной излучающей решетки. В распределителях, построенных по отражательной 80 схеме, функции приемной и передающей решеток совмещены. В таких распределителях используются отражательные фазовращатели. Отражательные схемы распределителей проще проходных, обеспечивают доступ к фазовращателям с тыльной стороны решетки для ремонта или замены. 5.4. Фазовращатели антенных решеток Для управления фазовым распределением токов в излучателях антенных решеток возможно применение механических или электронных фазовращателей. Управляемые механические фазовращатели основаны на изменении величины фазовой задержки сигнала в отрезке линии передачи за счет регулировки длины отрезка, значения фазовой скорости волны или поляризации. Первые из них, представляющие собой отрезки волноводной или коаксиальной линии передачи, изогнуты в форме буквы "П" ("тромбон"). Возможность изменения длины линии обеспечивается системой упругих подвижных контактов (рис. 5.8). Выход Вход Рис. 5.8. Механический фазовращатель переменной длины /"тромбон"/ Быстрое сканирование луча ФАР могут обеспечить фазовращатели с электронным управлением. В настоящее время наиболее широко применяются полупроводниковые и ферритовые электронные фазовращатели аналогового и дискретного типов. В аналоговых управление осуществляется плавно по непрерывному закону, в дискретных – скачками с шагом (дискретом) Δψ. 81 Аналоговый полупроводниковый фазовращатель регулирует фазовую задержку за счет изменения управляющего напряжения на р–n-переходе. Аналоговый ферритовый фазовращатель представляет собой отрезок фидера (обычно волновода), частично заполненный ферритом. Для управления фазой изменяют ток в катушке электромагнита, охватывающего фазовращатель. При этом изменяются параметры феррита, а следовательно и фазовая задержка волны, проходящей через фазовращатель. Общим недостатком аналоговых фазовращателей является их низкая температурная стабильность. Аналоговые ферритовые фазовращатели, кроме того, обладают большой инерционностью, так как для управления фазой в них применяют электромагниты с большим количеством витков. По указанным причинам аналоговые фазовращатели в настоящее время применяются редко. Более прогрессивными являются дискретные фазовращатели на коммутационных полупроводниковых р–i–n-диодах, управляемых постоянным током, и на ферритах с прямоугольной петлей гистерезиса, управляемых постоянным магнитным полем. Управление фазой в дискретных фазовращателях строится по бинарному (цифровому) принципу. Для этой цели фазовращатель разделяется на несколько каскадов, каждый из которых может находиться в одном из двух состояний, обеспечивающих либо нулевое значение фазовой задержки, либо некоторое фиксированное значение. Комбинируя набор различных состояний отдельных каскадов фазовращателя за счет электрической коммутации, получают на выходе значение фазовой задержки из определенного для каждого фазовращателя множества дискретных величин. Пример построения дискретного полупроводникового фазовращателя отражательного типа представлен на рис. 5.9. Полупроводниковый p–i–n-диод при подаче на него управляющего постоянного тока обеспечивает короткое замыкание линии передачи в сечении расположения диода. При выключении управляющего тока наличие диода практически не влияет на процесс распространения волны в линии. Подавая управляющее напряжение на тот или иной диод, можно осуществить электрическое управление длиной закороченного 82 диодом отрезка линии передачи и тем самым – изменять фазу напряжения отраженной от входа фазовращателя волны. Чем больше диодов входит в состав фазовращателя, тем меньше дискрет отсчета фаз. Вход λB 8 λB 8 λB 8 Рис. 5.9. Дискретный полупроводниковый фазовращатель отражательного типа Проходные полупроводниковые фазовращатели строятся обычно на основе отражательных с использованием циркулятора или направленного ответвителя [1]. Ферритовые дискретные фазовращатели проходного типа представляют собой отрезок волновода, внутрь которого помещены несколько ферритовых колец различной длины. Оси всех колец и ось симметрии волновода совпадают. Каждое кольцо пронизывает проводник с управляющим током Iупр ( рис. 5.10). Различным направлениям тока подмагничивания Iупр соответствуют различные значения магнитной проницаемости. Электромагнитное поле, распространяющееся внутри такого фазовращателя, при изменении полярности тока будет испытывать различную задержку по фазе. Для повышения стабильности работы таких фазовращателей в них применяют кольца из феррита, характеризуемого прямоугольной петлей гистерезиса. Для перевода такого феррита в состояние с противоположным направлением подмагничивания достаточно короткого импульса управляющего тока. Феррит будет находиться в таком состоянии до поступления следующего импульса тока с противоположным знаком. Возможность работы ферритов в подобном режиме "памяти" позволяет значительно снизить энергозатраты на управление фазовращателем и повысить стабильность его работы. Исследуемая в настоящей лабораторной работе ФАР с электронным сканированием содержит именно такие фазовращатели (см. рис. 5.10). 83 Iупр Рис. 5.10. Проходной дискретный фазовращатель на ферритовых кольцах 5.5. Дискретное фазирование ФАР Использование дискретных фазовращателей, перестраиваемых скачком на величину Δψ, неизбежно приводит к появлению ошибок в фазовом распределении токов в излучателях ФАР для произвольных углов сканирования. Исключение составляют те углы, для которых требуемые набеги фаз Δψ в выражении (5.4) кратны дискрету установки фаз в фазовращателях ΔФ. Для управления дискретными фазовращателями сначала по формуле (5.4) определяется необходимый для поворота луча в направлении θмакс ,φмакс набег фаз Δψ. Затем вычисляется "точное" фазовое распределение на каждом излучателе, соответствующее линейному закону: (5.5) (n 1) . n Найденное значение ψn затем округляется до ближайшего дискретного значения n p Ф (р – любое целое число) по формуле n ' E n / 0,5 n n , (5.6) δψn – где E(x) – операция выделения целой части числа x, ошибка дискретного фазирования. Множитель системы линейной ФАР с дискретно управляемыми фазовращателями из-за наличия ошибки δψn свернуть как сумму геометрической прогрессии не удается, поэтому его надо определять непосредственным суммированием. Для такого случая из (5.2) получаем 84 N f N (q ) I n e j n e jk0 d ( n 1) sinq e j n . (5.7) n 1 При выводе выражения (5.7) расстояния между излучателями полагались одинаковыми, поэтому Xn = (n-1)d. Расчеты по формуле (5.7) позволяют оценить влияние ошибок квантования фазы на диаграмму направленности ФАР. В общем случае это влияние сводится к изменению положения максимума диаграммы направленности в пространстве, повышению уровня боковых лепестков и снижению КНД решетки. 5.6. Описание установки Экспериментальное исследование характеристик ФАР производится на установке, структурная схема которой представлена на рис. 5.11. В состав установки входят генератор СВЧ-колебаний 1, работающий в режиме внутренней манипуляции, передающая вспомогательная рупорная антенна 2, макет исследуемой ФАР 3 с волноводной детекторной секцией 4 и измерительный усилитель 5 с индикатором. В работе исследуются два макета сканирующих линейных решеток с механическими фазовращателями (решетка 1) и с ферритовыми дискретно управляемыми фазовращателями (решетка 2). В обеих решетках применяются излучатели в виде открытого конца прямоугольного волновода с размерами поперечного сечения а×b. В решетке 1 излучатели расположены вдоль прямой линии, лежащей в плоскости магнитного вектора. В решетке 2 общей для всех излучателей является плоскость электрического вектора. Для измерения диаграммы направленности установка позволяет поворачивать решетку в горизонтальной плоскости φ = 0, совпадающей с плоскостью Н для решетки 1 и с плоскостью Е для решетки 2. Теоретические и экспериментальные диаграммы направленности в работе определяются именно в этой плоскости. Поэтому при расчете по формулам (5.2), (5.3) , (5.7) следует пользоваться приближенными выражениями для диаграммы направленности излучателя в виде открытого конца волновода в соответствующей плоскости. 85 Для решетки 1: I f1 (q ) l y cos u 2u 1 , где u k a sin q . 2 2 Для решетки 2: II sin u f1 (q ) lx , u где u (5.8) kb sin q . (5.9) 2 2 O C G D 1 4 3 μV 5 Рис. 5.11. Схема экспериментальной установки Для возбуждения излучателей обеих решеток применены проходные распределители питания оптического типа (рис. 5.6). Деление мощности осуществляется во внутренней области Нсекториального (решетка 1) или Е-секториального (решетка 2) рупоров. Коррекцию фазового фронта волны в рупоре выполняет замедляющая диэлектрическая линза, функции которой аналогичны функциям компенсирующих отрезков фидера в каналах каждого излучателя схемы, представленной на рис. 5.6. Измерение диаграмм направленности исследуемых решеток производится в режиме приема. Изменяя угол поворота решетки 3 относительно направления на передающий рупор 2, записывают показания индикатора измерительного усилителя 5. Для иллюстрации сканирования на рис. 5.12 показано поле излучения HFSS-модели линейной решетки типа 1 из восьми открытых концов прямоугольных волноводов со сдвигом фазы 86 0 и 90 между соседними волноводами. а б Рис. 5.12. HFSS-модель линейной решетки из восьми открытых концов прямоугольных волноводов со сдвигом фазы 0 (а) и 90 (б) между соседними волноводами 5.7. Домашнее задание 1. Пользуясь данными табл. 5.1, рассчитать и построить в декартовой системе координат амплитудную диаграмму направленности f (q ) f1 (q ) f n (q ) в плоскости сканирования. Вычисления проводятся по формулам (5.2), (5.3). Для расчета диаграммы направленности одного излучателя ФАР f1 (q ) используются выражения (5.8), (5.9). Основные параметры решеток и плоскость сканирования указаны в табл. 5.2. Необходимые значения фазового набега Δψ определяются по заданному θмакс с помощью выражения (5.4). № бригады Тип ФАР Длина волны λ, мм Направление макс. излучения Таблица 5.1 7 8 1 2 1 1 2 2 3 1 4 2 5 1 6 2 30 32 32 34 28 30 30 32 15º 10º 25º 20º 30º 25º 20º 30º Тип решетки и её основные параметры указаны в табл. 5.2. 87 Таблица 5.2 Размеры Расстояние раскрыва Плоскость Число Тип между излучателя излучатесканирешетки излучателями лей рования a b d (мм) (мм) (мм) ФАР1 4 21 19 9 H ФАР2 8 22 23 10 E При расчете диаграмм направленности угол θ изменять в пределах от - 90° до + 90° через 5°. 2. По найденным в п.1 домашнего задания значениям Δψ рассчитать фазы токов во всех четырех излучателях решетки 1 по формуле ψn=(n-1)Δψ, где n=1,2,3,4. При выполнении лабораторного задания для обеспечения найденных значений ψn необходимо в механических фазовращателях установить приращение длины тромбона Δln (рис. 5.8). Поскольку величина фазовой задержки в таком фазовращателе n 2 в 2ln , то ln 0 n /( 4 1 0 ) . Для всех четырех фазовраща 2a телей рассчитать значения Δln. 3. Для заданного в табл. 5.1 значения θмакс вычислить по формуле (5.5) "точные" значения требуемых фаз токов ψn в излучателях для n=1,2...8. Пользуясь выражением (5.6), округлить найденные значения до ближайших дискретных значений, обеспечиваемых ферритовыми фазовращателями. При расчете по формуле (5.6) полагать величину дискрета фаз Δφ в фазовращателях равной 45°. Результаты вычислений свести в таблицу и построить в виде графиков зависимостей ψn(n) и n (n) . 2 5.8. Лабораторное задание 1. По данным табл. 5.1 установить требуемую частоту генератора. Измерить и построить в декартовой системе координат диаграммы направленности решетки 1: а) для нулевых прираще- 88 ний длин тромбона каждого фазовращателя Δln=0 и б) для приращений Δl, вычисленных в п. 2 домашнего задания. Сравнить полученные диаграммы направленности. 2. Измерить и построить диаграммы направленности решетки 2 в случае синфазного возбуждения излучателей на заданной в табл. 5.1 длине волны. 3. При помощи устройства управления фазовращателями установить найденные в п. 3 домашнего задания округленные значения фазовых задержек ψn. При таком фазовом распределении измерить и построить диаграмму направленности решетки 2. Сравнить ширину диаграммы направленности и уровень боковых лепестков решетки 2 по измерениям в п. 2 и в п. 3 лабораторного задания. 5.9. Содержание отчета 1. Цель работы. 2. Структурная схема лабораторной установки. 3. Основные расчетные соотношения и результаты вычислений. 4. Результата выполнения лабораторного задания. 5. Расчетные и экспериментальные диаграммы направленности, распределение фаз токов в излучателях. 6. Выводы по работе. Контрольные вопросы 1. Как определить направленные свойства фазированной антенной решетки из направленных излучателей? 2. Как рассчитать направление максимума диаграммы направленности ФАР при сканировании? 3. Каковы особенности дискретного фазирования в антенных решетках? 4. Принцип действия, типы и устройство полупроводниковых СВЧ-фазовращателей. 5. Принцип действия, типы и устройство ферритовых фазовращателей. 6. Распределители питания закрытого типа. 89 7. Распределители питания оптического типа. 8. В чем заключается принцип фазового сканирования в антенных решетках? 9. Типы дискретных фазовращателей. Диаграмма направленности ФАР, управляемой дискретными фазовращателями. 10. Примеры фазовращателей, используемых для механического и электронного сканирования. 11. Применение теоремы перемножения диаграмм направленности при расчете направленных свойств ФAP. 12. Порядок расчета ФАР с дискретными фазовращателями. СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Сазонов Д.М. Антенны и устройства СВЧ: Учебник для радиотехн. спец. вузов. – М.: Высшая школа, 1988. – 432 с. 6. ВОЛНОВОДНО-ЩЕЛЕВАЯ РЕШЕТКА С ЧАСТОТНЫМ СКАНИРОВАНИЕМ 6.1. Цель работы Изучить на примере волноводно-щелевой антенны основные свойства линейной решетки в режиме частотного сканирования. П р и м е ч а н и е. Для выполнения работы необходимо ознакомиться с теорией антенных решеток, способами сканирования луча, а также изучить разновидности и направленные свойства волноводно-щелевых антенн [1 – 3]. 6.2. Краткие сведения из теории Сканированием называется изменение положения диаграммы направленности (ДН) антенны, осуществляющее обзор некоторой области пространства, например в случае радиолокационного обнаружения цели. Наибольшую скорость обзора обеспечивает электрическое сканирование, реализуемое с помощью управляемых многоэлементных антенных решеток (АР). Существуют 90 три основных способа электрического сканирования: фазовый – регулируется только фазовое распределение благодаря применению управляемых фазовращателей, амплитудный – коммутируются ДН в многолучевой антенной решетке и частотный. Последний способ основан на перестройке рабочей частоты генератора, что ведет к изменению фазы возбуждения излучающих элементов, а следовательно, к пространственному повороту ДН антенны. Достоинством частотного сканирования является его чрезвычайная простота. Однако при этом требуется перестраиваемое или достаточно широкополосное приемное устройство. Рассмотрим направленные свойства и особенности частотного способа сканирования на примере линейной антенной решетки с наиболее приемлемой последовательной схемой питания. Пусть имеется эквидистантная линейная антенная решетка, состоящая из последовательно возбужденных N идентичных излучающих элементов, располагаемых вдоль оси Z с шагом d (рис. 6.1). 1 2 θ N 3 Z d Рис. 6.1. Линейная антенная решетка с последовательным питанием При равноамплитудном возбуждении и линейном изменении фазы без учета взаимного влияния излучателей направленные свойства антенной решетки в плоскости расположения её элементов удовлетворяют теореме перемножения диаграмм направленности f (q ) f1 (q ) f N (q ), (6.1) где f1 (q ) – характеристика направленности одного элемента; f N (θ ) – интерференционный множитель, учитывавший число излучателей N, 91 Nkd (cos θ - ξ )] 2 f N (θ ) = ; kd N sin[ (cos θ - ξ )] 2 sin [ (6.2) θ – угол, отсчитываемый от оси решетки; k 2 / – волновое число; λ – длина волны в свободном пространстве (генератора); / k d – коэффициент замедления волны возбуждения; φ – фазовый сдвиг между соседними элементами решетки. Пространственное положение главного (центрального) и побочных (дифракционных) максимумов ДН рассматриваемой антенной решетки определяется из соотношения cosq м акс M d , (6.3) в котором главному максимуму соответствует М = 0, побочным – М 1, 2, ... Отсюда следует, что в отличие от дифракционных максимумов положение главного луча решетки зависит только от коэффициента замедления. Перестраивая частоту генератора, можно менять значения λ, а значит и ξ, осуществляя тем самым сканирование ДН антенной решетки. При этом необходимо, чтобы коэффициент замедления ξ зависел от частоты, т.е. питающая излучатели линия должна обладать частотной дисперсией. Расширение сектора сканирования достигается применением замедляющих структур: диэлектрических, ребристых, змейковых и т.п., приводящих к росту коэффициента замедления. Например, змейковая структура увеличивает коэффициент замедления в l/d раз, где l – шаг (в отличие от d) по питающему фидеру. Важным параметром антенной решетки с частотным сканированием является углочастотная чувствительность, определяющая пространственный поворот главного (М = 0) максимума ДН в градусах на один процент изменения частоты генератора. В случае прямолинейного питающего фидера в виде полого прямоугольного волновода с волной H10 углочастотная чувствительность находится, дифференцируя (6.3) по частоте f0 : 92 | q м акс 0,573 1 cos q м акс || f 0 sin q м акс в 100% f0 |, град / %, (6.4) где в 1 / 2а – коэффициент замедления в волноводе; а – размер широкой стенки; λ – длина волны генератора, откуда следует, что параметр А зависит от направления главного луча решетки и дисперсионных свойств фидера: чем меньше θмакс и ξв, тем больше углочастотная чувствительность. Однако диапазон изменения ξв ограничен 0,87≥ ξв ≥0,36, что соответствует а ≤ λ ≤ 1,9 а. Верхний предел величины коэффициента замедления ограничен требованием подавления возникающей волны типа Н20, нижний обусловлен существенным ростом (примерно в два раза) потерь в питающем волноводе вследствие приближения к критическому режиму (λ=λкр= 2а). Шаг решетки определяется условием подавления побочных максимумов ДН антенны 2 d мин , 1 cos q1, 2 (6.5) где θ1,2 – угловые границы сектора частотного сканирования, λмин – минимальная длина волны генератора при сканировании. При этом ширина главного (М = 0) максимума по нулям находится из соотношения 2q 0 114 , N d sin q м акс (6.6) т.е. ДН тем уже, чем больше число излучающих элементов и чем ближе направление излучения антенной решетки к её нормали. В плоскости, перпендикулярной оси решетки, ДН антенны довольно широкая и обусловлена направленными свойствами излучающего элемента. Рассмотрим линейную антенную решетку, реализованную в виде волноводно-щелевой антенны. Последняя выполняется прорезанием щелей длиной λ/2 в металлических стенках прямоугольного волновода с волной основного типа Н10. Ширина щелей выбирается из условий обеспечения необходимой электрической прочности и требуемой полосы 93 пропускания. Интенсивность возбуждения щели определяется структурой поверхностных электрических токов, текущих по внутренней стороне широкой и узкой стенок волновода с размерами соответственно a и b, а также ее ориентацией относительно линий тока (см., например, HFSS-рисунок 6.2,а, где изображены линии тока на широкой стенке волновода с продольными щелями). Система из N одинаковых излучающих щелей, располагаемых на одинаковом расстоянии друг от друга и возбуждаемых последовательно с равной амплитудой, образует, очевидно, эквидистантную линейную решетку. С одного конца волновод подключается к генератору, с другого – к согласованной поглощающей нагрузке для обеспечения бегущей волны в тракте в режиме частотного сканирования. Различают резонансные и нерезонансные волноводнощелевые решетки. В резонансных антеннах расстояние (шаг) d между соседними щелями (продольными или поперечными) равно длине волны в волноводе λв или λв/2. В первом случае щели располагаются вдоль стенки волновода одинаковым образом (синфазное расположение). Второй случай, т.е. когда d= λв/2, приводящий к существенному сокращению длины антенны, наиболее часто реализуется размещением щелей на широкой стенке волновода в "шахматном" порядке (рис. 6.2,а), а также прорезанием встреч-но-наклонных щелей в узкой стенке (рис. 6.2,б) (переменно-фазное расположение). λ/2 Н10 d a б Рис. 6.2. Переменно-фазное расположение щелей: a – с продольными щелями, б – с встречно-наклонными щелями 94 Так как щели резонансных антенн возбуждаются синфазно, т.е. коэффициент замедления ξ=0, то направление главного максимума ДН перпендикулярно плоскости расположения щелей (θмакс=90°). Для нерезонансных антенн, работающих только в режиме бегущей волны, шаг решетки d несколько отличается от λв или λв/2, что приводит к возбуждению щелей с линейным законом изменения фазы (ξ ≠ 0), а следовательно, к пространственному повороту главного максимума излучения (θмакс ≠ 90° ). Рассмотрим сканирующие свойства волноводно-щелевой антенной решетки, обращаясь к формуле (6.3). Фазовый сдвиг между соседними щелями для антенны, содержащей в общем случае замедляющую структуру, определяется соотношениями: k z d 2 – синфазное расположение щелей, (6.7) k z d – переменно-фазное расположение щелей, где kz – продольное волновое число, зависящее от типа применяемой замедляющей структуры. В случае замедления посредством вставляемой в волновод диэлектрической пластины толщиной t и с относительной диэлектрической проницаемостью ε значение kz находится из графиков, представленных на рис. 6.3. Kz , рад/см Диэлектрическая пластина ε=10 6 6 5 4 3 2 4 3 2 b 8 5 ε t a 1 0 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 t/a Рис. 6.3. Зависимость kz от параметров диэлектрической пластины 95 Зная kz и определяя по соотношению (6.7) величину φ, по формуле (6.3) находим угол пространственного поворота главного максимума ДН: cos q макс (k z 2 / d ) / k – синфазное расположение щелей, (6.8) cos q макс (k z / d ) / k – переменно-фазное расположение щелей. Для полого волновода k z 2 / в , в / 1 / 2a 2 . Тогда (6.8) запишется: cosq макс 1 / 2a / d – синфазное 2 расположение щелей, (6.9) cosq макс 1 / 2a / 2d – переменно-фазное 2 расположение щелей. Следовательно, изменяя длину волны генератора, легко осуществить частотное сканирование ДН антенной решетки. Использование металлической вставки (вместо диэлектрической) существенно влияет на коэффициент и угол сканирования вследствие сокращения размера а волновода на толщину пластины t (формула (6.9)), что приводит к увеличению фазовой скорости. З а м е ч а н и е. Что касается поляризации излучения, определяемой направлением возбуждающих щели токов, то в соответствии с рис. 6.2,а "шахматное" расположение щелей на широкой стенке волновода обуславливает только главную поляризацию волны – линейную вертикальную, в отличие от встречно-наклонных щелей в узкой стенке. Для последних главная поляризация обеспечивается горизонтальными составляющими вектора напряженности электрического поля в щелях (рис. 6.2,б). Вертикальные составляющие создают поле паразитной поляризации, которая существенно ослабляется соответствующим выбором угла наклона щелей: δ ≤ 15°. ДН волноводно-щелевой решетки, содержащей N щелей-из- 96 лучателей с шагом d, рассчитывается по формулам (6.1), (6.2), (6.7). При этом характеристика направленности одного элемента приближенно определяется как поле полуволновой щели в бесконечном плоском экране: cos cos q 2 – для продольных полуволновых f1 (q ) sin q щелей, f1 (q ) 1 – для поперечных и наклонных щелей. (6.10) КНД волноводно-щелевой антенны можно оценить по формуле (6.11) D 3, 2 N . 6.3. Описание установки Функциональная схема установки, предназначенная для экспериментального изучения направленных свойств волноводнощелевой решетки в режиме частотного сканирования, приведена на рис. 6.4. Генератор Передающая антенна Исследуемая антенна Детектор Усилительиндикатор Рис. 6.4. Функциональная схема для исследования направленных свойств волноводно-щелевой решетки Амплитудно-модулированные СВЧ-колебания генератора с перестраиваемой несущей частотой излучаются рупорной антенной. Принятый исследуемой волноводно-щелевой решеткой сигнал детектируется и поступает на усилитель-индикатор, регистрирующий относительный уровень принимаемой мощности как функцию угла поворота антенны в соответствующей плоскости (передающая и исследуемая антенны должны быть поляризационно согласованы!). Угол сканирования ДН исследуемой ан- 97 тенны определяется по лимбу, градуированному в градусах. П р и м е ч а н и е: Изменение коэффициента замедления, а следовательно, угла сканирования в данной работе осуществляется: перестройкой рабочей частоты (длины волны λ) генератора, применением замедляющей диэлектрической вставки, уменьшением размера a помещением в волновод (вплотную к узкой стене) металлической вставки. Измерительная линия Генератор Согласованная поглощающая нагрузка Исследуемая антенна Усилительиндикатор Рис. 6.5. Функциональная схема изучения диапазонных свойств волноводно-щелевой решетки Диапазонные свойства волноводно-щелевой решетки в режиме изучения оцениваются путем измерений по стандартной методике КСВ в тракте с помощью волноводной измерительной линии (рис. 6.5). 6.4. Домашнее задание 1. Ознакомиться с принципом действия установки и используемых приборов, методикой измерения КСВ в тракте с применением измерительной линии. 2. По данным табл. 6.1 рассчитать и построить ДН волноводно-щелевой решетки при переменно-фазном расположении щелей в "шахматном" порядке. Поперечные размеры полого прямоугольного волновода с волной Н10: a = 2,23 см, b = 1,02 см. Длина волны генератора λ=3,2 см. Таблица 6.1 № бригады N d, см 1 2 3 4 5 6 7 8 9 8 7 6 9 8 7 6 2,23 1,34 98 3. Рассчитать углы сканирования главного максимума ДН для λ=3,2 см (сравнить с п. 1), а также на длинах волн, соответст-вующих верхней и нижней частотам рабочего диапазона лабора-торного генератора. 4. По данным табл. 6.2 рассчитать и построить ДН волноводно-щелевой решетки при переменно-фазном встречнонаклонном расположении щелей (λ=3,2 см, d=λв/2). Коэффициент замед-ления задается соответствующей вставкой толщиной t: диэлек-трической или металлической. Таблица 6.2 № бригады N t, см 1 2 3 4 14 12 10 8 0 0,5 0,8 1 диэлектрическая вставка 5 6 7 8 14 12 10 8 0 0,2 0,4 0,6 металлическая вставка 5. Рассчитать углы сканирования главного максимума ДН при наличии вставки для тех же длин волн (п. 3). 6.5. Лабораторное задание 1. В соответствии с вариантом домашнего задания измерить и построить в декартовых координатах ДН волноводно-щелевой антенны (в плоскости решетки) с "шахматным" расположением щелей на частоте генератора 9375 МГц (λ=3,2 см). Сравнить полученную ДН с расчетной. 2. Для исследуемой антенны измерить углы сканирования главного максимума ДН на данной частоте, а также на верхней и нижней рабочих частотах генератора. Сравнить с расчетными значениями. Рассчитать, пользуясь соотношениями (6.4), (6.9), величины углочастотной чувствительности. 3. Снять ДН указанной антенной решетки в ортогональной плоскости (λ=3,2 см). Сравнить с ДН по п.1 лабораторного задания. 4. Подключить к измерительной линии изучаемую антенну (оконечная нагрузка поглощающего типа), измерить KCВ в 99 тракте нa частотах, при которых изучалось сканирование антенной решетки. Оценить диапазонные свойства антенны по полученным значениям КСВ. 5. Снять ДН волноводно-щелевой антенны (в плоскости решетки) с встречно-наклонными щелями при наличии диэлектрической или металлической вставки в соответствии с п. 4 домашнего задания (λ=3,2 см). Сравнить экспериментальную ДН с расчетной. 6. Измерить углы сканирования главного максимума ДН на тех же частотах генератора, что и в п. 2 лабораторного задания. Сравнить с расчетом. 6.6. Содержание отчета 1. Функциональные схемы установки, на которой проводятся экспериментальные измерения. 2. Результаты домашнего расчета. 3. Экспериментальные результаты. 4. Анализ результатов и выводы по работе. Контрольные вопросы 1. Дать определение электрического сканирования. Какие существуют способы сканирования? 2. Что называется частотным сканированием? От чего зависит величина угла сканирования? 3. Как определяется углочастотная чувствительность антенной решетки? 4. Какова структура поверхностных токов волны Н10 на внутренних стенках прямоугольного волновода? В каком случае щель, прорезанная в стенке, возбуждается? Как выбирается её длина и ширина? 5. Дать определение резонансных и нерезонансных волноводно-щелевых решеток. Каковы их конструктивные особенности? Чем отличаются их ДН при одинаковом количестве щелей? 6. Как определяется угол пространственного поворота главного максимума ДН для волноводно-щелевых решеток и от чего он зависит? 100 7. Каковы поляризационные свойства волноводно-щелевых решеток? 8. Проанализировать особенности направленных свойств волноводно-щелевой решетки в главных плоскостях. 9. Какими способами изменяют коэффициент замедления? 10. Каковы диапазонные свойства волноводно-щелевых решеток? 11. Объяснить полученные экспериментальные результаты и сравнить их с расчетными. СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Сазонов Д.М. Антенны и устройства СВЧ: Учебник для радиотехн. спец. вузов. – М.: Высшая школа, 1988. – 432 с. 2. Антенны и устройства СВЧ. Проектирование фазированных антенных решеток / Под ред. Д.И. Воскресенского. – М.: Радио и связь, 1981. – 431 с. 3. Корбанский И.Н. Антенны. – М.: Энергия, 1973. – 336 с. 7. МНОГОЛУЧЕВЫЕ АНТЕННЫЕ РЕШЕТКИ 7.1. Цель работы Изучить общие свойства и принципы построения многолучевых антенных решеток и особенности конструктивного выполнения их диаграммообразующих схем. П р и м е ч а н и е. Для выполнения и защиты работы необходимо знать основы теории излучения антенных решеток [1. С. 237 – 247], изучить способы сканирования лучом и типы диаграммообразующих схем многолучевых антенных решеток [1. С. 460 – 463]. Для ознакомления с общими свойствами антенных решеток и способами сканирования можно рекомендовать подразд. 5.2 настоящего руководства. 101 7.2. Краткая теория многолучевых антенных решеток Многолучевые антенные решетки строятся на основе системы излучателей, питание от генератора к которым подводится через специальные СВЧ-многополюсники – так называемые диаграммообразующие схемы (ДОС). Число N входов и выходов ДОС одинаково. К выходным зажимам ДОС подключаются излучатели антенной решетки (рис. 7.1), а к одному из входов ДОС – генератор. Принцип построения, конструкция и параметры элементов ДОС выбираются так, чтобы при подключенных излучателях решетки входы схемы были бы согласованными и развязаными между собой. При подсоединении генератора СВЧ-колебаний к одному из входов ДОС все излучатели решетки должны возбуждаться с требуемыми для создания нужной диаграммы направленности амплитудами и фазами токов. 1 2 3 N ... ДОС 1 2 3 N Рис. 7.1. Схема многолучевой антенной решетки Благодаря развязке входов ДОС, решетка формирует N независимых лучей, каждый из которых обусловлен возбуждением соответствующего входа ДОС. Это свойство, в частности, позволяет одновременно использовать одну и ту же антенную ре- 102 шетку для независимой работы двух передатчиков по различным лучам решетки. Многолучевые антенные решетки можно применять и для сканирования лучом. В этом случае поочередное подключение генератора к отдельным входа ДОС приведет к поочередному формированию соответствующих лучей. Это эквивалентно повороту диаграммы направленности решетки на некоторые дискретные значения углов. При этом каждому переключению соответствует свое распределение амплитуд и фаз токов на излучателях. По указанной причине такой способ сканирования называют амплитудным. Для описания свойств многолучевых ДОС используется математический аппарат матриц рассеяния. Матрица рассеяния связывает между собой амплитуды падающих и отраженных волн на входах и выходах ДОС U 0 S U n , (7.1) где U 01 U 02 U 03 U U 0 0N U 0 U 0 U 01 U 02 U 0N U n1 U n 2 U nN U n U n U n U n1 U n 2 U nN (7.2) есть матрицы-столбцы амплитуд падающих и отраженных волн напряжения на входах и выходах ДОС. Направления распространения волн и нумерация входов и выходов показаны на 103 рис. 7.2. Штрихованными номерами обозначены выходы схемы, к которым подключаются излучатели антенной решетки. Для сокращения последующих записей матрицы-столбцы U 0 и U n разделены в (7.2) каждая на две U 0 , U 0 и U n , U n соответственно входам и выходам ДОС. Матрица рассеяния S состоит из 2N 2N элементов. Диагональные элементы с одинаковыми индексами S kk представляют собой коэффициенты отражения от входа (выхода) с номером k при условии подключения ко всем остальным входам и выходам неотражающих поглощающих нагрузок: S kk U 0k U nk . Недиагональные элементы соответствуют коэффициентам передачи со входа (выхода) с номером k на вход (выход) с номером i при условии подключения поглощающих нагрузок на остальные входы и выходы ДОС: Sik U 0i U nk . Матрицу рассеяния ДОС удобно представить в виде четырех блоков R T S 1 1 , T2 R2 (7.3) связывающих падающие и отраженные волны U 0 R1 T1 U n (7.4) U T R U , 2 n 0 2 где блоки R1 и R2 – квадратные матрицы размером N N , называемые блоками отражений от входов и выходов ДОС соответственно. Они характеризуют согласование и взаимную связь входов (или выходов) ДОС. Блок T1 описывает передачу энергии с входных зажимов ДОС на выходные, блок T2 – в обратном направлении. Если в состав ДОС не входят невзаимные элементы, то T1 T2 и T2 T1 t t (t – символ транспонирования матрицы). 104 1' 2' 3' U1пад ' ... N’ U1отр ' U Nпад U1пад U 1отр U Nотр 1 2 3 N Рис. 7.2. Падающие и отраженные волны на входах и выходах ДОС Условия согласования и развязки входов и выходов ДОС эквивалентны выполнению матричных равенств R1 0 и R2 0 ( 0– нуль-матрица). Следовательно, матрица рассеяния многолучевой ДОС с развязанными и согласованными входами имеет вид 0 T t S . T 0 (7.5) Комплексные коэффициенты матрицы T описывают распределение амплитуд и фаз токов на выходах ДОС. Эти точки определяют форму диаграммы направленности каждого луча решетки. Поясним это на примере формирования луча с номером 1. Подключим ко входу 1 ДОС генератор с выходным напряжением U n1 1 В. Тогда матрица-столбец падающих на входы 105 ДОС волн может быть записана в виде U n1 (1;0;0; 0)t . Подставляя это выражение в (7.4) и выполняя операции перемножения блочных матриц по тем же формальным правилам («строка – на столбец»), что и для обычных матриц, получаем (1) U 0 (1) 0 ; U 0 (1) (T11; T21; T31; Tn1 ) t , (7.6) где Tlk – элементы блока [T] матрицы рассеяния ДОС. Выражения (7.6) справедливы, строго говоря, если антенная решетка состоит из согласованных и не связанных между собой излучателей. (1) Как видно из рис. 7.2, U 0 и является тем амплитуднофазовым распределением, которое формирует первый луч решетки. Диаграмму направленности 1-го луча без учета направленных свойств излучателя можно рассчитать по формуле N f N (q , ) I n e jk ( xn sinq cos yn sinq sin ) , (1) (1) n 1 где I n (1) (7.7) I n e j n – комплексная амплитуда тока; xn , yn – координаты n-го излучателя решетки; (q , ) – направление на точку наблюдения поля в дальней зоне; k 2 , где – длина волны. При расчетах по формуле (7.7) следует учесть, что In где (1) U 0n (1) Z n Tn1 Z n , Z n – входное сопротивление n-го излучателя решетки. При подключении генератора к другому входу ДОС, например с номером m, антенная решетка формирует m-й луч с диаграммой направленности f N ( m) (q , ) . Ее расчет также ведется по формуле (7.7), в которую следует подставить I n 106 ( m) Tnm Z n . Структура ДОС и ее элементы подбираются так, чтобы коэффициенты блока T , а следовательно, комплексные амплитуды токов I n , обеспечивали нужную форму и направление каждого луча в пространстве. Полученные таким образом невзаимодействующие между собой лучи описываются ортогональными диаграммами направленности, удовлетворяющими условию 2 f 0 0 (i ) N (q , ) f N ( j )* при i j, 0, (q , ) sin q dqd 4 D , при i j, где D – коэффициент направленного действия одного луча. 7.4. Типы ДОС для многолучевых антенных решеток Многолучевые ДОС конструктивно выполняются в виде устройств закрытого и оптического типов. Наиболее распространенными ДОС закрытого типа являются последовательная и параллельная схемы. Многолучевые ДОС оптического типа строятся на основе СВЧ-линз, конструкции которых разрабатываются на принципах оптики. 7.4.1. Последовательная ДОС закрытого типа (матрица Бласса) состоит из двух [1] взаимно пересекающихся систем линий передачи (рис. 7.3). Ко входам ДОС подсо-единены горизонтальная и наклонные линии. Выходы верти-кальных линий нагружены излучателями антенной решетки. Свободные концы линий передачи для обеспечения в них режи-мов бегущей волны подключены к согласованным нагрузкам. В местах пересечения линий передачи располагаются направленные ответвители, передача энергии в которых условно показана на рис. 7.3. По мере распространения бегущей волны в каждой линии передачи ДОС происходит постепенное умень- 107 1 t1 2 t2 3 N tN t3 ? 1 j 12 e 2 Рис. 7.3. Последовательная многолучевая ДОС закрытого типа (матрица Бласса) шение амплитуды поля за счет ответвления части энергии в каждый излучатель. Поэтому значения переходного ослабления ответвителей выбираются неодинаковыми так, чтобы получить равные амплитуды токов в излучателях антенной решетки. В этом случае в поглощающих нагрузках ДОС теряется от 10 до 30 % мощности. Фиксированные фазовращатели (линии задержки на величину t n ) обеспечивают необходимый начальный угол наклона 108 линейного фазового фронта. Различным входам ДОС соответствуют различные значения угла наклона фазового фронта из-за неодинакового расположения наклонных линий. Применение направленных ответвителей с согласованными и развязанными входами обеспечивает развязку и согласование входов всей ДОС. Таким образом, последовательная ДОС позволяет при подключении генератора ко входам формировать различные лучи. Направление максимума луча определяется углом наклона фазового фронта, который зависит от номера возбуждаемого входа ДОС. 7.4.2. Параллельная ДОС (матрица Батлера), изображенная на рис. 7.4, осуществляет деление мощности, поступающей на один из входов, аналогично делителю мощности, построенному по двоичноэтажной схеме типа «елочка» [1]. Рис. 7.4. Параллельная ДОС (матрица Батлера) Простейшим вариантом двухлучевой параллельной ДОС может служить 3дБ направленный ответвитель с равным делением мощности между плечами 1 и 2 (рис. 7.5). Разность фаз сигналов в этих плечах составляет 90°. При подключении генератора с амплитудой напряжения un1 V к первому входу такой двухлучевой ДОС излучатели 2 , u02 V 2. j 2 2. возбуждаются напряжениями u01 V 2 , u02 V e Если же генератор подключается ко второму входу, на излучатели подается возбуждение u01 V e j 2 109 Следовательно, происходит изменение угла наклона фазового фронта при одинаковых амплитудах напряжения на излучателях. Поскольку максимум диаграммы направленности луча перпендикулярен фазовому фронту, то различным входам ДОС будут соответствовать лучи с различной ориентацией в пространстве. Общий принцип построения параллельных многолучевых ДОС разработан для антенных решеток, число излучателей которых N равно целой степени двойки N 2 M ( M 1,2,3) . Пример такой ДОС для N=4 представлен на рис. 7.4. В состав схемы входят четыре 3 дБ направленных ответвителя (рис. 7.5) и два фиксированных фазовращателя, обеспечивающие задержку сигнала по фазе на 45°. Рис. 7.5. Направленный ответвитель Возбуждению различных входовДОС будут соответствовать равноамплитудные распределения с различными углами наклона фазового фронта. Например, при возбуждении первого входа ДОС на выходах I, 2, 3, 4 значения набега фаз составят соответственно: +135°; +45°; -45°; -135°. В этом легко убедиться, просуммировав значения фазовых задержек в направленных ответвителях и фазовращателях по пути распространения сигнала от первого входа к каждому выходу ДОС. Рассмотренная ДОС обеспечивает формирование четырех лучей (рис. 7.6). 7.4.3. Конструкции многолучевых ДОС оптического типа весьма разнообразны. Рассмотрим принцип действия одного из возможных вариантов оптической ДОС, используемой в лабораторной работе (рис.7.7). Передающая решетка из рупорных антенн 1 установлена на поверхности полусферы, радиус которой совпадает с величиной 110 фокусного расстояния диэлектрической замедляющей линзы 2. Входные разъемы передающей решетки 1 эквивалентны входам многолучевой ДОС. Возбуждение одного из рупоров 2 O=90 ~ 3 1 4 180 O=0 ~ Рис. 7.6. Четырехлучевая антенная решетка 4 2 3 1 5 Рис. 7.7. Оптическая ДОС решетки 1 создает на теневой поверхности линзы распределение поля со спадающей в общем случае к краям линзы амплитудой и наклонным плоским фазовым фронтом. Угол наклона фазового фронта зависит от величины смещения передающего рупора относительно оси симметрии ДОС. Центральному рупору решетки 1 соответствует перпендикулярный оси фазовый фронт, а следовательно, и синфазное возбуждение рупоров приемной решетки 3. С этими рупорами посредством коаксиальных линий одинаковой длины связаны рупоры другой передающей 111 решетки 5, формирующей диаграмму направленности центрального луча. Подключение генератора к рупору с другим номером изменяет угол наклона фазового фронта на выходе линзы. Это соответствует созданию линейно изменяющегося фазового распределения на излучателях передающей решетки 5 и отклонению луча в направлении перпендикуляра к фазовому фронту. Оптические многолучевые ДОС по сравнению с ДОС закрытого типа обладают лучшими частотными свойствами, при большом числе излучателей у них меньше потери, эти ДОС проще по конструкции. Однако они более громоздки и не обеспечивают достаточно высокой развязки входов. Антенные решетки всех типов позволяют за счет включения N отдельных СВЧ-усилителей в цепи питания каждого излучателя решетки получить высокие значения суммарной излучаемой мощности в режиме передачи или высокую чувствительность и большое усиление сигнала в режиме приема. У многолучевой антенной решетки, исследуемой в настоящей лабораторной работе, для этой цели предусмотрена возможность вместо соединительных отрезков коаксиальной линии между излучателями решетки и выходами ДОС включить СВЧ-усилители. 7.5. Описание установки Структурная схема лабораторной установки для исследования свойств многолучевой антенной решетки с ДОС оптического типа представлена на рис. 7.8. Генератор 1 типа ГЗ-14А создает амплитудно-модулированные СВЧ-колебания, которые, проходя через волноводную измерительную линию 2 и волноводно-коаксиальный переход 4, возбуждают один из входов 3. Сигнал, излученный решеткой 4, принимается рупорной антенной 5, детектируется и поступает на вход измерительного усилителя 6. По показаниям индикатора этого усилителя строится диаграмма направленности решетки. Степень согласования входов определяется по величине КСВ, измеряемого в цепи питания каждого из входов с помощью измерительной линии 2. В состав установки входят дополнительная коаксиальная 112 детекторная секция 7 и коаксиальный кабель, необходимые для измерения развязки входов ДОС и распределения амплитуд токов на ее выходах. В качестве излучающей антенной решетки 4 используется плоская гексагональная решетка. Ее излучатели расположены в 5 G ~ ИВЛ 1 ДОС 2 4 3 V 6 Рис. 7.8. Структурная схема лабораторной установки узлах треугольной (гексагональной) сетки [1]. Излуча-телями решетки являются шестиугольные пирамидальные ру-поры с коаксиальным входом. При выполнении лабораторного задания используется только часть общей решетки из пяти рупоров, расположенных вдоль горизонтальной линии θ = 90°. Эта линейная пятиэлементная антенная решетка также является многолучевой и способна формировать пять независимых лучей. 7.6. Домашнее задание 1. Изучить краткую теорию многолучевых антенных решеток, типы и свойства диаграммообразующих сxeм. 2. Рассчитать диаграмму направленности в плоскости XOZ линейной антенной решетки из N = 5 излучателей, распо- 113 ложенных на оси ОХ ( yn 0 для всех n = 1,2...5) и возбуждаемых с линейным набегом фаз Δψ. Значения Δψ приведены в таблице. Амплитуды токов в исследуемой решетке при расчетах аппроксимируются выражением x (n = 1,2...5), I n (1 ) cos n , L где Δ – параметр аппроксимации, заданный в табл. 7.1; L ( N 1)dx – общая длина решетки; N 1 xn n dx – координаты расположения излучателей. 2 Для линейной антенной решетки с таким распределением амплитуд, симметричным относительно середины решетки, и линейным фазовым распределением формула (7.7) для плоскости XOZ после упрощения и нормировки приобретает более удобный для расчетов вид: 1 2 fN ( N 1) / 2 I n 1 XOZ n cos[ n(kd cos )] N n 1 In . В расчетах следует полагать θ = 90°; dx = 26 мм; угол φ изменять от 30° до 120° через 5°. Для каждого варианта задания значения λ, Δψ, Δ указаны в табл. 7.1. Таблица 7.1 Номер бригады 1 2 3 4 5 6 7 8 λ, мм 30 30 31 31 32 32 33 33 Δφ, рад 1,5 0,76 0 -0,7 -1,41 1,41 0,69 0 Δ 0,9 0,8 0,7 0,6 0,6 0,7 0,8 0,9 1 2 3 4 5 1 2 3 Номер входа j 114 3. Построить в декартовой системе координат рассчитанную амплитудную диаграмму направленности f N XOZ ( ) , опре- 2 0,5 делить ее ширину по уровню половинной мощности , уровень боковых лепестков (в дБ) и положение главного мак- симума м акс . 4. Изучить схему установки и лабораторное задание, заготовить протокол выполнения лабораторной работы. 7.7. Лабораторное задание 1. Исследовать согласование входов ДОС. Для этого с помощью измерительной линии определить значения КСВ каждого из пяти входов ДОС, расположенных на горизонтальной оси. При измерении КСВ одного из входов к остальным четырем входам необходимо подключить коаксиальные согласованные поглощающие нагрузки. Рассчитать значения элементов S kk матрицы рассеяния ДОС по формуле S kk K св 1 , (k = 1,2, … 5). K св 1 2. Определить величину развязки между i-м и j-м входами ДОС по формуле ij 20 lg S ij , где i = 1, 2, ... 5; j – задано в последней строке таблицы. Модуль элемента матрицы рассеяния S ij , входящий в это выражение, вычисляется согласно Величины u0i и u0 j определению как S ij u0i u nj . определяются экспериментально при помощи коаксиальной детекторной секции 7 (см. рис. 7.8) с учетом квадратичной характеристики детектора. Для измерения 115 u nj детекторная секция 7 подключается через дополнительный переход к выходному разъему кабеля, идущего от измерительной линии к ДОС. Затем, не меняя регулировок выходной мощности генератора, этот кабель соединяют с j-м входом ДОС. Амплитуды напряжений u0 i определяются подключением детекторной секции 7 к i-му входу ДОС, кроме входа с номером j. При каждом таком измерении все оставшиеся свободными входы пятиэлементной антенной решетки надо подключать к согласованным поглощающим коаксиальным нагрузкам. 3. Измерить и построить в декартовой системе координат нормированные диаграммы направленности пяти лучей горизонтальной пятиэлементной антенной решетки. Пользуясь полученными графиками, определить ширину каждого луча по половинной мощности и уровни пересечения соседних лучей. 7.8. Содержание отчета 1. Структурная схема лабораторной установки. 2. Основные расчетные соотношения и результаты вычислений. 3. Результаты выполнения лабораторного задания. 4. Графики расчетных и экспериментальных диаграмм направленности, построенные на миллиметровой бумаге. 5. Выводы по работе. Контрольные вопросы 1. Общие требования, предъявляемые к многолучевым антенным решеткам, их возможные применения. 2. Определение матрицы рассеяния СВЧ-многополюсника, физический смысл коэффициентов матрицы рассеяния. 3. Матрица рассеяния многолучевой ДОС. Ее применение к вычислению распределения комплексных амплитуд токов на входах излучателей решетки. 116 4. Порядок расчета диаграммы направленности луча решетки. 5. Основные свойства многолучевых антенных решеток. 6. Последовательная многолучевая ДОС закрытого типа. 7. Параллельная многолучевая ДОС закрытого типа. 8. Многолучевая ДОС оптического типа, конструкция и свойства ДОС, исследуемой в работе. 9 Условие ортогональности лучей антенной решетки. 10. Методика экспериментального определения согласования и развязки входов ДОС. Проанализировать полученные в лабораторной работе результаты. СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Сазонов Д.М. Антенны и устройства СВЧ: Учебник для радиотехн. спец. вузов. – М.: Высшая школа, 1988. – 432 с. 2. Айзенберг Г.З., Ямпольский В.Г., Терешин О.Н. Антенны УКВ / Под ред. Г.З. Айзенберга. В 2-х частях. Ч. 2. – М.: Связь, 1977. – 288 с. 8. ЭЛЕМЕНТЫ ВОЛНОВОДНОГО ТРАКТА 8.1. Цель работы Изучить устройство, принцип работы и свойства элементов волноводного тракта СВЧ в виде двойного волноводного тройника, направленного ответвителя и диэлектрического фазовращателя [1. С. 70 – 74, 95 – 96, 151 – 153], [2. С. 340 – 342], [3. С. 163 – 168, 174 – 176, 273 – 281]. 8.2. Общие свойства некоторых элементов тракта СВЧ 8.2.1. Волноводные тройники. Конструктивно волноводные тройники представляют собой разветвления волновода и применяются в качестве таких элементов тракта, как делители, сумматоры мощности, суммарно-разностные устройства. 117 Рассмотрим разветвления прямоугольного волновода с поперечным сечением ab, a>b и основной волной типа Н10, имеющей наибольшую критическую длину волны λкр,10 = 2a, причем a < λ < 2a, λ > 2b, где λ – рабочая длина волны. Если разветвление такого волновода выполнено в плоскости силовых линий электрического поля, оно называется Етройником (рис. 8.1). Тройник, в котором разветвление лежит в плоскости силовых линий магнитного поля, называется Нтройником (рис. 8.2). Эти тройники могут рассматриваться как шестиполюсники, три входа которых соответствуют трем волноводным плечам. Картины силовых линий и распределений электрического поля в сечении Е-тройника и на нижней стенке Н-тройника показаны на рис. 8.1, 8.2. Здесь и ниже на HFSS-рисунках красные области соответствуют большей напряженности поля, темные области – малым значениям поля. Начало вектора поля соответствует точке наблюдения (точке расчета), а его длина пропорциональна величине поля. Поэтому вектор поля может «выходить» за пределы изображения волновода. Отметим, что на рис. 8.1 и 8.2 направления вектора электрического поля во входных сечениях 1, 3, 4 (рис. 8.2) и в сечении 2 (рис. 8.1) соответствуют нулевой фазе поля возбуждения. Н10 2 4 3 Рис. 8.1. HFSS-модель волноводного Е-тройника 118 4 1 3 Н10 Рис. 8.2. HFSS-модель волноводного Н-тройника Приближенными схемами замещения E- и Н-тройников являются, соответственно, последовательное и параллельное разветвление двухпроводной линии [3. С.167]. Двойной волноводный тройник представляет собой соединение Е- и Н-тройников с общей плоскостью симметрии. При питании входа 1 идеально симметричного тройника с изотропным диэлектрическим заполнением (рис. 8.3,а) энергия волны, подаваемая на вход 1, делится поровну между плечами 3 и 4; векторы электрического поля в этих плечах синфазны (см. рис. 8.2). В плечо 2 энергия не попадает, так как при данной ориентации вектора электрического поля волна типа Н10 в волноводе 2 возбудиться не может, а для всех высших mn-волн (Е11, Н01 и т.д.) он является запредельным – λ > λкр,mn. При питании входа 2 тройника (рис. 8.3,б) энергия также делится поровну между плечами 3 и 4, но векторы электрического поля в этих плечах теперь противофазны (см. рис. 8.1). В плечо 1 энергия также не попадает из-за невозможности возбуждения волны Н10 в волноводе 1 и его запредельности для высших mn-волн (Н20, Н01 и т.д.). Таким образом, расположение входов 1 и 2 тройника обеспечивает их полную развязку. 119 Н10 2 2 4 1 3 Н10 4 1 3 а б Рис. 8.3. HFSS-модели двойного волноводного тройника с питанием входа 1 (а) и входа 2 (б) Для полного согласования входа 1 (Н-плеча) в него обычно включают согласующий элемент в виде емкостного штыря (пластины) в плоскости симметрии тройника; вход 2 (Е-плечо) обычно согласуют с помощью индуктивной диафрагмы (рис. 8.4). Рис. 8.4. HFSS-модель согласованного двойного тройника 8.2.2. Матрица рассеяния восьмиполюсника. Двойной тройник можно рассматривать как восьмиполюсник, у которого четыре пары полюсов соответствуют четырем волноводным входам. Амплитуду напряженности поля выходной (отраженной) волны на любой паре полюсов можно связать с амлитудами напряженностей полей входных (падающих) волн на всех остальных парах полюсов с помощью матрицы рассеяния [S] восьмиполюсника: 120 E îòð p 4 S ïàä pq E q , p, q = 1,2,3,4, (8.1) q 1 где Spq – элементы матрицы рассеяния; Eqотр – амплитуда поля волны, падающей на вход с номером q; E отр – амплитуда поля p волны, отраженной от входа с номером p. Матрица рассеяния [S] произвольного восьмиполюсника имеет вид S11 S12 S S S 21 22 S31 S32 S 41 S 42 S13 S 23 S33 S 43 S14 S 24 . S34 S 44 (8.2) Диагональный элемент Spp матрицы рассяния (с двумя одинаковыми индексами) представляет собой коэффициент отражения волны от р-го входа (р=1,2,3,4) при согласованных нагрузках на других входах. Если р-й вход согласован, то Spp=0. Недиагональный элемент Spq (рq) является волновым коэффициентом передачи из q-го входа в р-е плечо при согласованных нагрузках на других входах. Он определяет вклад в волну, выходящую из р-го плеча, при подаче на q-й вход волны единичной амплитуды. Если входы с номерами р и q полностью развязаны, то Spq=0. Матрица рассеяния [S] в соотношении (8.1) определяет связь между амплитудами напряженностей полей отраженных и падающих волн в плечах тройника. В теории цепей СВЧ чаще используется определение матрицы рассеяния через амплитуды падающих и отраженных волн нормированных напряжений. Если считать, что в сечениях плеч тройника распространяется только один тип волны, то амплитуды напряженностей полей и амплитуды эквивалентных им нормированных напряжений прямо пропорциональны друг другу. В этом случае оба определения матрицы [S] равносильны. Матрица рассеяния любого СВЧ-устройства отражает все присущие ему на данной частоте свойства и ее вид не зависит от 121 величины нагрузок, подключенных к данному устройству. Это свойство делает матрицу рассеяния особенно удобной для расчета СВЧ-цепей с большим количеством входов. 8.2.3. Матрица рассеяния согласованного двойного волноводного тройника. Из зеркальной симметрии двойного волноводного тройника с изотропным заполнением (см. рис. 8.2) следуют равенства S33 S 44 ; S31 S41 ; S32 S 42 и справедлива полная развязка входов 1 и 2 тройника: S12 0 , S21 0 . При согласовании входов 1 и 2 имеем S11 0 , S 22 0 . В соответствии с принципом взаимности матрица рассеяния (8.2) должна быть симметричной: S12 S 21 ; S13 S 31 ; S14 S 41 ; S 23 S 32 ; S 24 S 42 ; S 34 S 43 . Эти равенства упрощают матрицу (8.2): 0 0 0 0 S S13 S 23 S13 S 23 S13 S 23 S 33 S 34 S13 S 23 S 34 S 33 (8.3) Если потери в тройнике пренебрежимо малы, матрица рассеяния (8.3) становится унитарной. Это следует из уравнения баланса мощностей на всех входах тройника [1. С. 86]. В такой матрице сумма квадратов модулей элементов в любом столбце (или строке) равна единице, а для любой пары столбцов (или строк) сумма произведений каждого элемента из одного столбца (или строки) на соответствующий комплексно-сопряженный элемент из другого столбца (или строки) равна нулю. 122 Применяя свойство унитарности к первым трем столбцам матрицы (8.3), получим три равенства: 2 S13 0,5 ; 2 0,5 0,5 S33 S34 1 . 2 S 23 0,5 ; 2 Из этих равенств вытекает следующее свойство двойного тройника. Если его входы 1 и 2 развязаны S12=S21=0 и согласованы S11=S22=0, то боковые плечи 3 и 4 также развязаны S34=S43=0 и согласованы S33=S44=0. Таким образом, матрица рассеяния (8.3) идеального согласованного двойного волноводного тройника без потерь принимает вид [1. С. 96]: 0 0 e 0 0 S 2 1 1 1 1 j 1 1 1 . 0 0 0 0 1 (8.4) Значение фазы φ зависит от положения плоскостей отсчета фазы поля в плечах тройника. Из соотношений (8.1) и (8.4) следует, что при питании лишь одного из боковых плеч 3 или 4 энергия поделится поровну между Е- и Н-плечами и не поступит во второе боковое плечо: - при питании плеча 3: E1отр 0 0 отр j E 2 e 0 0 E отр 2 1 1 3отр 1 1 E 4 E3пад 1 0 1 1 0 e j E3пад ; 0 0 E3пад 2 0 0 0 0 0 1 123 - при питании плеча 4: E1отр 0 0 отр j E 2 e 0 0 E отр 2 1 1 3отр E4 1 1 E4пад 1 0 1 1 0 e j E4пад . 0 0 0 2 0 0 0 E4пад 0 1 Из рис. 8.5 хорошо видно, что при питании бокового плеча 3 (а) или 4 (б) противоположное боковое плечо не возбуждается – соответственно, либо плечо 4 (а), либо плечо 3 (б). 2 2 4 4 Н10 Н10 1 3 1 3 а б Рис. 8.5. HFSS-модели согласованного двойного тройника с питанием плеча 3 (а) и плеча 4 (б) При одновременном питании боковых плеч 3 и 4 волнами с разными комплексными амплитудами волна в Н-плече 1 будет пропорциональна их сумме, а волна в Е-плече 2 – их разности: E1отр 0 0 отр j E 2 e 0 0 E отр 2 1 1 3отр E 4 1 1 E3пад E 4пад 1 0 1 1 0 e j E3пад E 4пад . 0 0 E3пад 0 2 0 0 E 4пад 0 1 Поэтому двойной волноводный тройник используют на практике в качестве суммарно-разностного устройства СВЧ. 124 8.2.4. Направленный ответвитель. Он служит для направленного отвода части мощности поля из основной линии передачи во вспомогательную. Волноводный ответвитель состоит из двух отрезков волноводов с одной общей стенкой, в которой сделаны отверстия связи для ответвления небольшой части мощности из основного во вспомогательный волновод (рис. 8.6). 4 2 1 3 d = в/4 а б Рис. 8.6. Волноводный направленный ответвитель: а – HFSS-модель с четырьмя отверствиями связи; б – ответвитель с двумя отверствиями связи В идеальном направленном ответвителе при питании плеча 1 основного волновода отвод мощности происходит лишь в прямом направлении – в плечо 4 вспомогательного волновода. Для этого расстояние d между отверстиями связи (рис. 8.6,б) выбирается равным d = λв /4, / 1 ( / 2a)2 , в где λв – длина волны в волноводе. В этом случае распространяющаяся в основном волноводе волна возбуждает отверстия связи с разностью фаз полей в них: φ1 = 2 d /λв или φ1 = /2 при d = λв /4. Во вспомогательном волноводе в прямом направлении 4 поле излучения левого отверстия приобретает на пути d = λв /4 такой же набег фазы φ2 = 2 d /λв = /2 и оказывается синфазным φ1 = φ2 с полем излучения правого отверстия (сплошные линии на рис. 8.6,б). В обратном направлении 2 поле излучения правого отверстия приобретает на пути d = λв /4 дополнительный набег фазы φ2 = 2 d /λв = /2 и оказывается противофаз- 125 ным φ1+φ2 = с полем излучения левого отверстия; суммарное поле в плече 2 обнуляется (пунктирные линии на рис. 8.6,б). Если в основном волноводе появится отраженная от нагрузки волна, то плечо 4 не возбуждается, мощность ответвляется в плечо 2. Для поглощения этой мощности в плечо 2 включают согласованную нагрузку (рис. 8.6,б). Расчет в HFSS электрического поля на широкой стенке основного и вспомогательного волноводов (рис. 8.7) наглядно иллюстрирует направления распространения волн в основном волноводе (белые стрелки) и во вспомогательном волноводе (серые стрелки) при питании плеч 1 или 3 ответвителя. 3 1 а б Рис. 8.7. HFSS-модели направленного ответвителя с питанием плеча 1 (а) и плеча 3 (б) 8.2.5. Параметры направленного ответвителя. Направленные ответвители характеризуются переходным ослаблением, направленностью и полосой рабочих частот. Переходным ослаблением ответвителя называется отношение мощностей в основном и вспомогательном волноводах в режиме бегущей волны в основном волноводе: Lперех 10 lg Pпр Pот в, пр , дБ, (8.5) где Pпр – мощность волны, распространяющейся по основному волноводу в прямом направлении; Pотв,пр – мощность волны во вспомогательном волноводе, ответвляемая в том же (прямом) направлении. Направленностью ответвителя называется отношение 126 мощностей волн, распространяющихся во вспомогательном волноводе в противоположных направлениях в режиме бегущей волны в основном волноводе: Lнапр 10 lg Pот в, пр Pот в, обр , дБ, (8.6) где Pотв,обр – мощность волны во вспомогательном волноводе, ответвляемая в обратном направлении. Отметим, что размер отверстий связи, их число и взаимное расположение определяют величину ответвленной мощности и диапазонные свойства ответвителя. Чем меньше диаметр отверстий связи, тем больше переходное ослабление Lперех. С ростом числа отверстий растет направленность Lнапр и расширяется полоса рабочих частот ответвителя. 8.2.6. Диэлектрический фазовращатель. Фазовращатель предназначен для изменения фазы прошедшей через него ЭМ волны. Любой связывающий элемент тракта (отрезок волновода и т.д.) является постоянным фазовращателем. В отрезке прямоугольного волновода длиной l с волной Н10, заполненного однородной средой с относительными проницаемостями э, э, электромагнитная волна приобретает набег фазы: 2 2 2 (8.7) l l ε э μэ 0 , 0 2a в где λ0 – длина волны генератора в свободном пространстве. Если волновод полностью заполнен магнитодиэлектриком с относительными проницаемостями , , то в формуле (8.7) естественно полагают э =, э =. Из (8.7) следует, что переменный фазовращатель может быть реализован с помощью изменения его длины l, ширины a стенки волновода, длины волны λ0 или проницаемостей э, э. В последнем случае на практике используют частичное заполнение волновода, вводя в него диэлектрическую пластину с проницаемостями >1, =1, располагая ее вдоль волновода параллельно силовым линиям электрического поля 127 (параллельно узкой стенке, рис. 8.8). Для лучшего согласования торцы пластин делают клиновидными. При частичном заполнении волновода величины э, э в формуле (8.7) называют эффективными проницаемостями заполнения, т.е. проницаемостями эквивалентной однородной среды внутри волновода, обеспечивающей такой же набег фазы, как и реальное заполнение [2. С. 340]. Значения эффективных проницаемостей э , э зависят от расположения пластины внутри волновода. Распределение электрического поля волны Н10 в поперечном сечении волновода неравномерно (вдоль его широкой стенки укладывается одна стоячая полуволна). Поэтому при движении пластины с >1, =1 от узкой стенки (рис. 8.8,а) в пучность электрического поля (рис. 8.8,б) растет ее влияние на поле в волноводе. Увеличивается эффективная проницаемость 1<э , уменьшается длина волны на участке волновода с пластиной и возрастает вносимый ею набег фазы φ. Уменьшение длины волны λв в волноводе с пластиной наглядно иллюстрирует расчет распределения электрического поля на широкой стенке (рис. 8.8,а,б). Максимальный набег фазы, вносимый пластиной, примерно равен 180 (в отрезке волновода с пластиной у стенки укладывается пять полуволн (рис. 8.8,а), а с пластиной посередине волновода – шесть полуволн (рис. 8.8,б)). Н10 Н10 λв/2 λв/2 а б Рис. 8.8. HFSS-модели волновода с диэлектрической пластиной: а – пластина прижата к узкой стенке; б – пластина помещена в пучность электрического поля посередине волновода 128 8.3. Описание лабораторных установок Структурные схемы установок для исследования двойного волноводного тройника, направленного ответвителя и фазовращателя представлены на рис. 8.9, 8.10 и 8.11. Каждая установка включает высокочастотный генератор 1, аттенюатор 2, волноводную измерительную линию 3, измерительный усилитель 4 и исследуемый волноводный элемент 5. 1 2 3 5 4 Рис. 8.9. Структурная схема установки для исследования двойного волноводного тройника 1 2 3 5 6 4 7 Рис. 8.10. Структурная схема установки для исследования направленного ответвителя (6 – согласованная нагрузка, 7 – измеритель мощности) 1 2 3 5 6 4 Рис. 8.11. Структурная схема установки для градуировки фазовращателя (6 – волноводный короткозамыкатель) 129 8.4. Домашнее задание 1. Ознакомиться с принципом действия и свойствами двойного волноводного тройника, направленного ответвителя и диэлектрического фазовращателя. 2. Ознакомиться с работой лабораторных установок и измерительных приборов. Изучить структурные схемы установок. 8.5. Лабораторное задание Измерения проводятся на длине волны λ0 = 3,2 см. Перед началом измерений необходимо настроить измерительную волноводную линию. При настройке в качестве согласованной нагрузки используется эквивалент антенны. 1. Исследовать несогласованный двойной тройник (без согласующих устройств в плечах Е и Н, когда S11≠0, S22≠0). Для этого собрать схему, показанную на рис. 8.5. Измерить модули элементов матрицы рассеяния |S11|, |S22|, |S33|, |S44|, которые представляют собой модули коэффициентов отражения для каждого входа тройника при условии, что к остальным входам присоединены неотражающие нагрузки (эквиваленты антенн). Например, если измеряется |S33|, то неотражающие нагрузки присоединяются к входам 1, 2 и 4. Проверить выполнение условия S33=S44. Величины |Spp|, p = 1,2,3,4 определяются по формуле S pp 1 Кбв . 1 Кбв Здесь значения коэффициента бегущей волны (КБВ) Кбв находятся с помощью измерительной линии следующим образом. Поскольку вольт-амперная характеристика диода в зонде-детекторе измерительной линии квадратична, значения КБВ вычисляются по формуле 130 Кбв мин , макс где м ин и м акс – соответственно минимальное и максимальное показания индикатора измерительного усилителя при движении зонда-детектора вдоль измерительной линии. 2. Согласовать плечи Е и Н, для чего подсоединить к тройнику детекторную секцию с измерительным усилителем следующим образом: в плечо 1 – генератор, в плечо 2 – детекторную секцию, в плечо 3 – короткозамыкатель; в плечо 4 – трансформатор полных сопротивлений и короткозамыкатель. С помощью трансформатора полных сопротивлений добиться минимальных показаний на индикаторе усилителя. Замерить развязку между плечами Е и Н, выраженную в децибеллах. 3. Исследовать направленный ответвитель, собрав установку в соответствии с рис. 8.10. Измерить переходное ослабление Lперех, направленность Lнапр и КБВ . Значения Lперех и Lнапр находятся по формулам (8.5), (8.6) и измеряются в режиме бегущей волны в основном волноводе (основной волновод нагружают на эквивалент антенны). Мощности волн, распространяющихся в основном и вспомогательном волноводах, определяются с помощью измерительного усилителя. При измерении направленности ответвителя Lнапр вначале измеряют ответвленную мощность Pотв,пр в прямом направлении. Затем направленный ответвитель поворачивают на 180° и измеряют мощность Pотв,обр во вспомогательном волноводе, ответвленную в обратном направлении. 4. Проградуировать фазовращатель с диэлектрической пластиной, собрав установку в соответствии с рис. 8.11. Градуировка фазовращателя состоит в следующем. Благодаря короткозамыкателю 6 в основном волноводе измерительной линии устанавливается стоячая волна, в которой положение узлов и пучностей поля определяется фазой волны, прошедшей фазовращатель и отраженной от короткозамыкателя. Пусть z0 – положение узла поля в стоячей волне при условии, 131 что диэлектрическая пластина прижата к узкой стенке волновода, zi – положение узла, отмеченное при i -м положении пластины в волноводе. Тогда набег фазы поля в фазовращателе с i -м положением пластины будет равен 2 1 . (8.8) z0 z i i 2 в Множитель 1/2 учитывает, что волна дважды проходит через пространство, занятое фазовращателем. Градуировка фазовращателя состоит в определении зависимости φi от положения диэлектрической пластины в волноводе. Для этого следует зафиксировать положение узла поля z0 в закороченной волноводной линии, когда пластина прижата к узкой стенке волновода. Перемещая пластину к середине волновода, измерить смещение узла поля через каждые 10 делений шкалы фазовращателя. Провести расчет фазы поля по формуле (8.8). По результатам расчета построить график градуировки шкалы фазовращателя. 8.6. Содержание отчета 1. Схемы лабораторных установок. 2. Данные по измерению модулей элементов матрицы рассеяния |S11|, |S22|, |S33|, |S44| двойного волноводного тройника. 3. Данные по согласованию плеч Е и Н двойного волноводного тройника. 4. Данные по исследованию направленного ответвителя. 5. График градуировки шкалы фазовращателя. 6. Выводы по работе. Контрольные вопросы 1. Назначение и свойства Е- и Н-волноводных тройников. 2. Назначение, устройство и принцип работы двойного волноводного тройника. 132 3. Развязка Е- и Н-плеч двойного тройника. 4. Матрица рассеяния восьмиполюсника, смысл ее элементов. 5. Матрица рассеяния идеального согласованного двойного волноводного тройника. 6. Свойства коэффициентов отражения и передачи идеального согласованного двойного тройника. 7. Методика измерения диагональных элементов матрицы рассеяния (коэффициентов отражения) двойного тройника. 8. Согласование Е- и Н-плеч двойного тройника. 9. Назначение, устройство и принцип работы волноводного направленного ответвителя. 10. Параметры направленного ответвителя: переходное ослабление, направленность. 11. Методика определения переходного ослабления и направленности ответвителя. 12. Назначение, устройство и принцип работы волноводного диэлектрического фазовращателя. 13. Методика градуировки фазовращателя. СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Сазонов Д.М. Антенны и устройства СВЧ. Учебник для радиотехн. спец. вузов. - М.: Высшая школа, 1988.- 432 с. 2. Лавров А.С., Резников Г.Б. Антенно-фидерные устройства. - М.: Сов. радио, 1974. - 368 с. 3. Лебедев И.В. Техника и приборы сверхвысоких частот. Т.1. – М.: Высшая школа, 1970. – 439 с. 9. УЗКОПОЛОСНОЕ СОГЛАСОВАНИЕ 9.1. Цель работы Изучить основные способы узкополосного согласования линий передачи с нагрузкой в области СВЧ, освоить аппарат теории цепей СВЧ, т.е. нормированных напряжений, токов и импедансов, а также приобрести практические навыки использования согласующих устройств и круговой диаграммы 133 полных сопротивлений (проводимостей). П р и м е ч а н и е. Для выполнения домашнего задания, допуска к работе, выполнения лабораторного задания и защиты необходимо знание следующих разделов курса: Основы теории линий передачи [1. С. 17 – 18]. Круговая диаграмма полных сопротивлений (приложение к настоящему практикуму). 9.2. Краткие сведения из теории 9.2.1. Общие принципы узкополосного согласования нагрузки с линией передачи. Линия передачи (фидер) считается идеально согласованной с нагрузкой, подключенной к ее концу, если амплитуда отраженной волны в линии равна нулю. Если существует отраженная волна, то в линии возникает рассогласование. Анализ энергетических характеристик линии передачи (КПД, мощности потерь, критической мощности) показывает, что наиболее выгоден в линии режим согласования, т.е. режим, при котором амплитуда отраженной волны равна нулю. Узкополосным согласованием называется случай, когда режим согласования достигается только на одной частоте, а полоса частот согласования не контролируется, хотя и может оказаться довольно большой. При рассогласовании в линии увеличиваются тепловые потери, снижающие коэффициент полезного действия, снижается электрическая прочность линии, увеличивается нестабильность работы генератора и снижается рабочий диапазон частот. При согласовании отраженную волну устраняют двумя способами: – путем поглощения отраженной волны в согласующем устройстве; – путем создания с помощью согласующего устройства дополнительной отраженной волны с амплитудой, равной амплитуде волны, отраженной от нагрузки, и сдвигом фаз между волнами 180°. В результате интерференции отраженные волны компенсируют друг друга. Первый метод основан на использовании невзаимных устройств: ферритовых вентилей и циркуляторов. Вентили про- 134 пускают основную волну без ослабления и поглощают отраженную волну. Циркуляторы направляют отраженную волну в дополнительный канал, где она поглощается. Таким образом, отраженная волна в генератор не попадает. Согласующие устройства второго типа имеют реактивные элементы. Отраженная от нагрузки волна не поглощается, а отражается согласующими элементами обратно к нагрузке. Согласующее устройство необходимо включать ближе к нагрузке, чтобы отрезок линии, в котором сохраняется отраженная волна, был как можно короче. При этом обычно достигается наибольшая полоса частот, в пределах которой удерживается заданное согласование, так как набег фазы (электрическая длина) ψ = βвl (βв = 2π/λв – коэффициент фазы в линии передачи, l – длина отрезка) на коротком отрезке в диапазоне частот изменяется медленнее. 9.2.2. Некоторые сведения из теории линий передачи конечной длины. В одномодовом приближении (существовании в фидере только основного типа волны) считается, что падающая и отраженная волны на достаточном удалении от нагрузки являются волнами одного типа. Отношение поперечных компонент вектора Е или нормированных напряжений [1. С. 18] в одном и том же сечении линии передачи называется коэффициентом отражения по полю. Е Еt 0 u0 , EtП u П где EtП, Et0 – поперечные составляющие напряженности электрического поля падающей и отраженной волн; uП, u0 – нормированные напряжения падающей и отраженной волн, имеющие размерность [Вт]1/2 [1. С. 14 – 15]. Понятия "напряжение" и "ток" на СВЧ условны и часто нельзя точно сказать, между какими точками приложено напряжение и где течет ток. Эти понятия конкретны только для волн типа Т (поперечной электромагнитной волны). Зависимость ρ(l) в линии передачи без потерь определяется законом изменения uП(l) и u0(l) в сечении l линии передачи 135 (l ) u0 (l ) u0 (0)e jl (0)е j 2 l , u П (l ) u П (0)e jl (9.1) где l – расстояние от нагрузки до произвольного сечения; ρ(0) – коэффициент отражения около нагрузки. Полная напряженность поперечных компонентов векторов E и H (полные нормированные напряжения и ток) есть сумма падающей и отраженной волн: u u П u0 u П (1 ); i u П u0 u П (1 ) u П (1 Н ), (9.2) где H – коэффициент отражения по магнитному полю. Полные нормированные сопротивления и проводимость (импеданс и адмитанс) можно выразить через ρ: z r jx u i (1 ) (1 ); y g jb i u (1 ) (1 ) . (9.3) В случае фидера без потерь волновое сопротивление чисто активная величина, зависящая от формы, размеров поперечного сечения линии передачи и типа волны в ней. Для линий передачи с поперечной электромагнитной волной типа Т (двухпроводная линия, коаксиальная линия, полосковая линия) волновое сопротивление не зависит от длины волны λ и определяется однозначно WT U П 2PП U 2 П L0 2 120 F (S ), IП I П 2PП C0 Ом, где PП – мощность падающей волны; L0, С0 – индуктивность и емкость единицы длины фидера; ε, μ – относительные диэлектрическая и магнитная проницаемости материала, заполняющего фидер; F(s) – функция, зависящая от формы и размеров поперечного cечения фидера. Для волны H10 в прямоугольном волноводе с размерами а×b волновое сопротивление определяется формулой 136 WH 10 A 120 1 1 ( 2a , )2 где А может принимать различные значения в зависимости от способа определения: 1; 2b/a; π2b/8a; b/a. Из-за неоднозначности величин волнового сопротивления, напряжения и тока на СВЧ обычно оперируют их нормированными значениями (9.2) – (9.3). Эквивалентной схемой любой линии передачи является двухпроводная линия (рис. 9.1). В случае, если генератор согласован с фидером (zr = 1), рассматривается режим однократных отражений от нагрузки. Наложение падающих и отраженных волн дает в общем случае смешанный режим, характеризующийся распределением напряжения вида (9.2) с максимумами и минимумами (рис. 9.1). Режим в линии передачи характеризуется коэффициентом бегущей волны (КБВ) К или коэффициентом стоячей волны (КСВ) К-1: K u м ин iм ин 1 ; u м акс iм акс 1 1 1 u i K 1 м акс м акс , K u м ин iм ин 1 (9.4) которые могут быть определены экспериментально. Подставив (9.1) в (9.3), получим зависимость z от продольной координаты l: z (l ) 1 (0)e j 2 l . 1 (0)e j 2 l (9.5) Получив ρ(0) из (9.5) при l = 0 (z(0)=z н) и подставив в (9.5), получим связь между z(l) и zн, т.е. формулы трансформации полных сопротивлений (проводимостей): z (l ) zн jtgl ; 1 jzнtgl y (l ) yн jtgl . 1 jyнtgl 137 (9.6) i(e) Zr l Z u(l) l L l 0 а i макс u, i u макс i мин 1 u мин в н 1 2 б Рис. 9.1. Распределение токов и напряжений в линии передачи 9.2.3. Способы узкополосного согласования фидера с нагрузкой. Как уже указывалось раньше, в случае узкополосного согласования режим чисто бегущей волны достигается только на одной расчетной частоте и при этом zвх = 1. Полоса частот согласования, при которой КБВ не падает ниже определенного значения, определяется лишь путем поверочного расчета или эксперимента и согласующим устройством не регулируется. Наиболее распространены два метода узкополосного согласования – при помощи реактивного элемента и при помощи четвертьволнового трансформатора. 138 Сущность согласования при помощи реактивного элемента состоит в том, что сначала определяют такое место в линии, в котором активная составляющая нормированного импеданса (адмитанса) равна единице, т.е. место, где активная составляющая согласована автоматически z 1 jx, y 1 jb. (9.7) В этом случае реактивную составляющую эквивалентного импеданса (адмитанса) можно компенсировать реактивностью противоположного знака: z 1 jx jx 1; y 1 jb jb 1. (9.8) Если реактивный элемент включается в фидер последовательно, то производится согласование сопротивлений, а параллельно – проводимостей. В качестве компенсирующих реактивных элементов в волноводах применяются штыри, диафрагмы и короткозамкнутые шлейфы (отрезки фидера). Шлейфы могут включаться в волновод как параллельно (ответвление в Н-плоскости ), так и последовательно (ответвление в Е-плоскости). Штыри и диафрагмы включаются только параллельно. Характер реактивности диафрагмы зависит от ее типа, шлейфа и штыря – от его длины (рис. 9.2). Следует иметь в виду, что в стандартном волноводе длина штыря не превышает λ0/4 , поэтому характер его реактивности преимущественно емкостной (как и у разомкнутого отрезка фидера или вибратора). Задачу узкополосного согласования довольно просто и с достаточной степенью точности можно решить с использованием хорошо известной в теории цепей диаграммы полных сопротивлений (проводимостей) (см. приложение). Задачу согласования удобно рассмотреть на примерах. П р и м е р 1. Согласовать нормированную нагрузку zн = 0,4 j0,75 при помощи параллельного шлейфа (согласование проводимостей). Для согласования нужно пользоваться диаграммой полных проводимостей. 139 Dc b b a а jbL dL a bL b a ctg dl 2 a б b’ b d0 bc 4 b ln cos ec b 2b jbc L C a‘ a в b L L 2r0 C l d г 4 0 l 4 0 l 0 4 Рис. 9.2. Реактивные элементы в волноводе Р е ш е н и е з а д а ч и. 1. Откладываем zн на круговой диаграмме сопротивлений – точку А на рис. 9.3. 2. Определяем проводимость нагрузки – точку А', как диаметрально противоположную точке А при том же значении КСВ (КБВ), т.е. переходим на диаграмму проводимостей. 3. От точки проводимости нагрузки (точка А') двигаемся по линии равного КСВ (КБВ) по часовой стрелке (к генератору) до 140 пересечения с линией g = 1. Таких точек две – В и С. Так как в случае нахождения места включения шлейфа ограничений на характер реактивности шлейфа нет, то выбираем ближайшую точку В, расположенную на расстоянии l = (0,176 - 0,140)λ = =0,036λ. В случае диафрагм и штырей необходимо выбирать точку с характером реактивности, противоположным характеру реактивности компенсирующего реактивного элемента. Например, в случае емкостного штыря нужно выбрать точку С. 4. Определяем значение реактивной составляющей эквивалентной входной проводимости в точке B bB = 1,46 (точка D). 5. Определяем проводимость шлейфа (условие (9.8)) yш jbш j1,46 (точка D' ). Так как активная составляющая эквивалентной входной проводимости в точке В при включении шлейфа не изменится, то это соответствует перемещению по окружности g = 1 от точки В в центр диаграммы, где КБВ = КСВ = 1, т.е. в точку идеального согласования. 6. Определяем длину короткозамкнутого шлейфа. Для этого двигаемся от точки короткого замыкания F по линии КБВ = 0 (внешняя окружность) до точки D' . Длина шлейфа lш = (0,344 0,250)λ = 0,094λ. З а м е ч а н и я: 1. В случае диафрагмы или штыря их размеры определяются по найденной в п. 5 проводимости согласно формулам рис. 9.2 или экспериментально. 2. В случае последовательно включенного реактивного элемента (согласования сопротивлений) нужно пользоваться диаграммой полных сопротивлений. Согласование волноводных линий передачи с помощью одиночных шлейфов или реактивных штырей встречает конструктивные трудности из-за неудобства их перемещения. В этом случае используют двух- и трехшлейфные согласующие устройства. Первый шлейф от нагрузки смещает структуру распределения поля в волноводе таким образом, чтобы в месте расположения второго шлейфа оказалась точка, в которой активная составляющая нормированной проводимости (в случае параллельной схемы) равняется единице. Вторым шлейфом добиваются компенсации реактивной составляющей проводи- 141 мости, как и при одношлейфном согласовании. Двухшлейфная схема не позволяет согласовать любые значения импеданса. Для расширения области значений импеданса нагрузок, которые можно согласовать при помощи двухшлейфного трансформатора, расстояние между шлейфами должно быть равным λв/8 + nλв/2 (n = 0,1,2...), однако и в этом случае не все нагрузки могут быть согласованы. Согласование любых нагрузок обеспечивает трехшлейфный трансформатор. l l l4 F 0.25 0.4 3 Jbш Zн - 0.75 A 1 а A’ D’ C B G lш в D 4 l1 Zн E l2 l W=1 Wтр W=1 б Рис. 9.3. Узкополосное согласование Согласование при помощи четвертьволнового трансформатора можно объяснить с точки зрения свойства отрезка фидера трансформировать сопротивление нагрузки, т.е. преобразовывать его. Для отрезка длиной l = λв/4 из формулы (9.6) можно получить для ненормированных импедансов формулы четвертьволнового трансформатора: Z вх в 4 W 2 тр ZН ; Wтр Z вх Z Н , где Wтр – волновое сопротивление отрезка фидера, трансформатора, отличающееся от нормированного волнового сопротивления основного фидера w = 1 (w =Wф/Wф=1). 142 После нормировки на волновое сопротивление фидера Wф последняя формула приобретает вид wтр zвх z Н . (9.9) Для идеального согласования необходимо, чтобы нормированное входное сопротивление трансформатора zвх было активным и равным волновому сопротивлению основного фидера, т.е. zвх = 1, а нагрузка трансформатора должна быть активной (zн = r ). Так как в общем случае нагрузка комплексная, то задача согласования делится на два этапа: определение сечения l фидера, в котором сопротивление чисто активное, т.е. z(l) = r (согласование реактивной составляющей), и определение волнового сопротивления трансформатора по формуле (9.9) (согласование активной составляющей). Из рис. 9.3 и выражения (9.4) следует, что фидер имеет чисто активное сопротивление в сечениях, где амплитуда напряженности поля максимальна, а численное значение сопротивления равно КБВ и КСВ: rм ин K 1 1, 1 rмакс K 1 1 1 1. П р и м е р 2. Согласовать ранее заданную нормированную нагрузку zн = 0,4 - j0,75 (точка А на рис. 9.3) при помощи четвертьволнового трансформатора. Р е ш е н и е з а д а ч и. По линии КБВ = 0,25 двигаемся по часовой стрелке к генератору до пересечения с линией чисто активных сопротивлений FG, т.е. четвертьволновый трансформатор можно включить на расстояниях l3 или l4 от нагрузки. Выбираем точку F, ближайшую к нагрузке, в которой z = rmin = K = 0,25. Определяем нормированное волновое сопротивление трансформатора по формуле (9.9), а l3 по круговой диаграмме. l3 0,11в. . w( F ) тр K 0,5; В точке G 143 w(G ) тр 1 K 2; l 4 (0,11 0,25)в 0,36в . Метод четвертьволнового трансформатора реализован в широко распространенных коаксиальном и волноводном пластинчатых диэлектрических трансформаторах. Схематически конструкция волноводного пластинчатого диэлектрического трансформатора показана на рис. 9.4. Он состоит из волновода 1, двух диэлектрических (кварцевых) пластин 2 с толщиной λвε/4, положение которых в волноводе и расстояние между ними L мо-жет регулироваться винтом 3 (две степени свободы). При L = 0 трансформации нет, так как суммарная толщина пластин равна λвε/2 (полуволновой трансформатор). При L = λвε/4 трансформация сопротивления наибольшая. Из теории известно, что максимальный КСВ, который можно согласовать с помощью такого трансформатора, равен ε2 (ε – относительная диэлектрическая проницаемость диэлектрика). Например, для плавленого кварца (ε = 3,8) можно согласовать нагрузку с КСВ =15. 2 4 3 1 в L 4 в 4 Рис. 9.4. Волноводный пластинчатый диэлектрический трансформатор При практическом использовании пластинчатый диэлектрический трансформатор можно приближенно представить как вариант четвертьволнового трансформатора, волновое сопро- 144 тивление которого изменяется при изменении расстояния между пластинами. 9.3. Описание установки Функциональная схема установки приведена на рис. 9.5 Hz мА Г 1200 Н У Рис. 9.5. Функциональная схема измерительной установки Сверхвысокочастотные амплитудно-модулированные колебания, вырабатываемые СВЧ-генератором, через Y-циркулятор поступают по направлению стрелки в основной тракт, содержащий измерительную линию и испытуемое устройство (комплексную нагрузку). Отраженная от нагрузки волна в генератор не попадает, а через циркулятор подводится к детекторной секции. Измерительный усилитель может быть подключен к измерительной линии или к детекторной секции после циркулятора и регистрирует продетектированный сигнал, пропорциональный квадрату напряженности электрического поля. Циркулятор и детекторная секция служат для фиксации момента согласования по минимуму мощности отраженной волны. 145 9.4. Домашнее задание 1. Ознакомиться с методом измерения импеданса нагрузки с помощью измерительной линии и круговой диаграммы полных сопротивлений (см. приложение ). 2. Ознакомиться с основными способами узкополосного согласования линии передачи с нагрузкой. 3. Определить по круговой диаграмме полных сопротивлений место включения и реактивность согласующего емкостного штыря в волноводе. Значения нормированной нагрузки сведены в табл. 9.1. Таблица 9.1 8 0,5 - j 0,5 7 2,0 - j 0,4 6 4,0 - j 2,2 5 3,0 - j 3,0 4 2,0 + j 1,0 3 1,4 + j 2,0 2 0,4 + j 0,8 zн 1 0,2 + j 0,4 № бригады 4. Определить место включения и нормированное волновое сопротивление согласующего четвертьволнового трансформатора для заданной в табл. 9.1 нагрузки. 9.5. Лабораторное задание 1. Включить и прогреть генератор СВЧ и измерительный усилитель согласно инструкции. Установить частоту согласно заданному варианту табл. 9.2. 2. Определить проводимость нагрузки (комбинация штыря с поглощающей нагрузкой) с помощью измерительной линии и круговой диаграммы. 3. Определить с помощью круговой диаграммы место включения согласующего емкостного штыря. 4. Согласовать нагрузку с помощью емкостного штыря. Измерить величину КБВ и сравнить ее с измеренной до согласования. 146 Таблица 9.2 № 1 бригады Частота, 7,57 ГГц Номер узкополосного согласую- 1 щего устройства (б) 2 3 4 5 6 7 8 8,3 8,60 8,93 9,35 9,48 9,95 10,45 2 1 2 1 2 1 2 5. Согласовать исследуемую нагрузку при помощи узкополосного согласующего устройства (б), заданного вариантом табл. 9.2. 9.6. Содержание отчета 1. Функциональная схема установки, на которой проводятся измерения. 2. Результаты выполнения домашнего задания. 3. Результаты согласования при помощи штыря и узкополосного трансформатора полных сопротивлений. 4. Анализ результатов и выводы. 9.7. Приборы, аппаратура, детали 1. Генератор СВЧ. 2. Измерительная линия. 3. Ферритовый Y-циркулятор. 4. Ненастраиваемая детекторная секция. 5. Изгиб волновода в Н-плоскости. 6. Измерительный усилитель низкой частоты типа У2–4 или У2–6. 7. Исследуемое устройство – комплексная нагрузка 147 (комбинация поглощающей нагрузки и емкостного штыря). 8. Узкополосные согласующие устройства: а) емкостной согласующий штырь в волноводе с устройством перемещения; б) узкополосные трансформаторы полных сопротивлений: двухшлейфный № 1, пластинчатый диэлектрический № 2. Контрольные вопросы 1. Пояснить на круговой диаграмме принцип согласования нагрузки с помощью емкостного штыря. 2. Пояснить на круговой диаграмме методику согласования нагрузки при помощи четвертьволнового трансформатора. 3. Пояснить на круговой диаграмме методику согласования нагрузки параллельным шлейфом. 4. Пояснить на круговой диаграмме методику согласования нагрузки последовательным шлейфом. 5. Пояснить принцип работы двухшлейфного трансформатора полных сопротивлений. 6. Трансформирующие свойства линий передачи. 7. Объяснить принцип работы диэлектрического пластинчатого трансформатора. 8. Изложить режимы работы линий передачи и параметры, характеризующие эти режимы. 9. Рассказать об основных определениях и методах узкополосного согласования. СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Сазонов Д.М., Гридин А.Н., Мишустин Б.А. Устройства СВЧ. – М.: Высшая школа, 1981. – 295 с. 2. Лебедев И.В. Техника и приборы сверхвысоких частот. – Т. 1. – М.: Высшая школа, 1970.– 439 с. 3. Шипков Г. А. Задачник по антенно-фидерным устройствам. – М.: Высшая школа, 1966. – 179 с. 148 10. ШИРОКОПОЛОСНОЕ СОГЛАСОВАНИЕ 10.1. Цель работы Изучить основные способы широкополосного согласования линий передачи с нагрузкой в области СВЧ, типы частотных характеристик согласования и ознакомиться с панорамным измерителем КСВ. П р и м е ч а н и е . Для выполнения домашнего задания, допуска к работе, выполнения лабораторного задания и защиты, кроме настоящего описания необходимо ознакомиться с общими принципами согласования и параметрами линий передачи [1. С. 178 – 187, 195 – 196], [2. С. 270 – 279, 362 – 367], [3]. 10.2. Краткие сведения из теории 10.2.1. Общие принципы широкополосного согласования нагрузки с линией передачи. В описании лабораторной работы № 9 приведены общие принципы согласования вообще и узкополосного согласования комплексных нагрузок в частности. При широкополосном согласовании в отличие от узкополосного подбор номиналов реактивного согласующего устройства производится таким образом, чтобы достичь одной из двух целей: 1) получить максимальные значения КБВ в заданной полосе частот (полосе согласования); 2) получить максимальную полосу согласования при указанной величине допустимого КБВ. Задача широкополосного согласования оказывается более сложной и при этом необходимо иметь в виду следующие ограничения: 149 1. Невозможно достичь идеального согласования в непрерывной заданной полосе частот. 2. Число степеней свободы (регулируемых элементов) должно быть более двух. 3. Алгоритм широкополосного согласования должен разрабатываться с обязательным учетом изменения импеданса нагрузки в заданной полосе частот. Согласно теореме Фано даже при бесконечном числе степеней свободы в реактивном согласующем устройстве невозможно достичь режима идеального согласования в непрерывной конечной полосе частот и не всякую комплексную нагрузку можно согласовать с линией передачи в заданной полосе частот при заранее указанном значении допустимого КБВ. Задача согласования значительно упрощается, если пренебречь зависимостью импеданса нагрузки от частоты и считать нагрузку чисто активной, именно этот случай и рассматривается чаще всего на практике. 10.2.2. Широкополосное согласование активных нагрузок. Задача согласования активных нагрузок возникает, например, при необходимости сочленения двух согласованных линий передачи с разными размерами или формой поперечного сечения. В технических требованиях к сочленению указывается некоторая полоса частот и допустимое рассогласование в этой полосе, которые могут быть заданы независимо. Согласование при сочленении двух линий передачи достигается с помощью промежуточного нерегулярного отрезка линии, называемого переходом. Различают ступенчатые переходы и плавные. Простейшим ступенчатым переходом является четвертьволновой трансформатор, однако он имеет ограниченную широкополосность. Работу четвертьволнового трансформатора, представленного на рис. 10.1, можно пояснить следующим образом. Согласно 150 формуле (9.3) коэффициенты отражения в сечениях 11 и 22 равны 1 WTP W1 ; WTP W1 2 W2 WTP W2 WTP соответственно. Волна, отраженная от сечения 22, очевидно, получает сдвиг по фазе относительно волны, отраженной от сечения 11, равный 2TP l . Суммарный коэффициент отражения можно определить как сумму 1 2 WTP W1 W2 WTP j 2 TPl . e WTP W1 W2 WTP На расчетной длине волн l TP / 4 , 2TP l коэффициенты отражения 1 и 2 оказываются в противофазе. Из условия согласования 0 следует, что WTP W1 W2 WTP . WTP W1 W2 WTP Откуда получаем формулу четвертьволнового трансформатора WTP W1W2 , что совпадает с (9.9). При выполнении этого условия векторная диаграмма коэффициента отражения на фазовой плоскости представлена на рис. 10.1 для случая cp . Когда длина волны отклоняется от среднего значения, в ре зультате набега фазы 2TP l векторы 1 и 2 оказываются не в противофазе и происходит возрастание тем медленнее, чем меньше перепад волновых сопротивлений. Следовательно, для расширения полосы согласования необходимо увеличивать число ступенек. Уже в случае двухступенчатого перехода видно (рис. 10.1,б), что если на cp обеспечивается условие 0 , то при изменении длины волны cp векторы 151 коэффициентов отражения на фазовой плоскости расходятся таким образом, что суммарный коэффициент отражения оказывается меньше, чем в случае рис. 10.1,а. Следовательно, многоступенчатый переход является более широкополосным, чем одноступенчатый. Рис. 10.1. Сравнение одно и двухступенчатого трансформаторов При малом количестве ступенек возможно воспользоваться так называемой теорией первого приближения, согласно которой предполагают, что волна, отраженная от каждого стыка, не претерпевает изменений при прохождении остальных стыков и модуль коэффициента передачи каждой ступеньки мало отличается от единицы. Методика расчетов приведена в справочниках, например [1, 2]. Различают несколько типов ступенчатых переходов в зависимости от типа характеристики согласования (частотной зависимости коэффициента отражения, КБВ или КСВ). Количество ступенек определяется заданной полосой частот согласования. Наиболее распространены ступенчатые переходы с чебы- 152 шевскими и максимально плоскими частотными характеристиками. Чебышевские переходы рассчитываются с помощью полиномов Чебышева, имеют оптимальное соотношение между полосой согласования, допуском на рассогласование и длиной перехода, и являются немонотонными. Характеристика согласования такого перехода имеет вид Tn tx , (10.1) где x cos ; cos n arccos y Tn y ch n arcch y при y 1, при y 1 есть полином Чебышева 1-го рода n-го порядка (n – количество ступенек), t – масштабный коэффициент, – электрическая длина ступеньки, γ – допустимый коэффициент отражения в полосе согласования. Зависимости вида (10.1) показаны на рис. 10.2, а. Недостатком такого перехода является нелинейная ступенчатая фазовая характеристика и существенная зависимость параметров от точности изготовления перехода, так как , не только на краях полосы, но и внутри полосы согласования. Коэффициент отражения от входа перехода с максимально плоской характеристикой задаётся в пределах полосы согласования в виде t n xn , (10.2) где x cos , γ – допустимый коэффициент отражения в полосе согласования; t – масштабный коэффициент; n – количество ступенек. Ступенчатые переходы с характеристикой типа (10.2) называют ещё биноминальными, так как распределение парциальных коэффициентов отражения на стыках внутри перехода соответ- 153 ствует распределению коэффициентов разложения бинома в степени n. Типичные частотные характеристики биноминального перехода показаны на рис. 10.2, б. |ρ(tx)| γ 2 3 n=1 -1 а 1 tx 1 tx |ρ(tx)| γ n=1 2 3 -1 б Рис. 10.2. Характеристики согласования ступенчатых переходов: а – чебышевского; б – биноминального Из рис. 10.2,б видно, что возрастает монотонно по мере приближения к граничным частотам полосы согласования. Поэтому фазовая характеристика такого перехода близка к линейной. Однако размеры такого перехода оказываются довольно значительными. Порядок приближенного расчета характеристик согласования ступенчатых переходов с волной типа Т следующий: 1. По заданным полосе согласования 2с и средней частоте 0 определяют масштабный коэффициент 154 2c . t 1 / sin 4 0 (10.3) 2. По заданному перепаду волновых сопротивлений R = Wn /W1 , масштабному коэффициенту t и числу ступенек n определяют допустимый коэффициент рассогласования в полосе ln R 2Tn t или ln R / 2t n , т.е. уровень рассогласования при заданном n связан с полосой согласования. Если количества ступенек не достаточно для получения требуемой полосы согласования или рассогласования в полосе, то его корректируют. 3. Для построения характеристики согласования определяем характерные значения частот по заданной средней частоте f 0 и масштабному коэффициенту t: - граничные точки диапазона 2 f 21 f 0 2 f 22 f 0 arccos 1 / t ; arccos 1 / t , а для чебышевского перехода также условие нулей f11 f 0 f12 f 0 2 arccos 1 / t 2 ; 2 arccos 1 / t 2 . Таким образом, с учетом значения f 0 , имеем пять точек в полосе согласования. Добавив к ним две точки за пределами полосы, можно приближенно построить характеристику согласования как чебышевского, так и максимально плоского переходов по формулам (10.1) и (10.2). Для более точного изображения 155 этих характеристик нужно добавить промежуточные значения частот. 4. Значения волновых сопротивлений ступенек рассчитывают по справочникам [2] или (при малом количестве ступенек) по формулам. Например, при n 2 для чебышевского перехода Wc1 2 R ; R 1 ; Wc 2 R / Wc1 , 2 2t 2 1 а для биноминального Wс1 4 R ; Wс 2 Wс1 R . Для переходов с частотной дисперсией расчет несколько усложняется [2]. Плавные переходы могут рассматриваться как предельный случай согласующих ступенчатых переходов при неограниченном увеличении числа ступенек и стремлении к нулю длины каждой из них. Плавные переходы имеют такие же типы частотных характеристик, как и ступенчатые, однако являются фильтрами верхних частот, т.е. на верхних частотах их характеристики согласования имеют монотонный или немонотонный спад без верхней граничной частоты. Наиболее распространены плавные переходы с чебышевскими, максимально плоскими характеристиками. На практике также находят применение вероятностные переходы. Частотные характеристики вероятностных переходов при различных n приведены на рис. 10.3, где n – коэффициент, учитывающий скорость изменения волновых сопротивлений. В частном случае вероятностного перехода при (n = 0) получаем экспоненциальный трансформатор. Выражение для модуля коэффициента отражения трансформатора длиной L является простым и имеет следующий вид: 1 W1 sin L . ln 2 W2 L 156 (10.4) Рис. 10.3. Характеристики согласования плавного вероятностного перехода Сравнение плавных и ступенчатых переходов показывает, что при одинаковых перепадах W1 и W2 и равных допусках на рассогласование в заданной полосе частот длина ступенчатого перехода всегда меньше, чем плавного. Ступенчатый переход эквивалентен полосно-пропускающему фильтру, поэтому заданные требования к согласованию могут быть обеспечены более экономным образом. Чебышевский ступенчатый переход имеет наименьшую длину из всех возможных переходов. Недостатком ступенчатых переходов является малая электрическая прочность из-за концентрации электрического поля в местах стыков ступенек. 10.2.3. Понятие о широкополосном согласовании комплексных нагрузок. В случае широкополосного согласования комплексных нагрузок даже при бесконечном числе степеней свободы в реак-тивном согласующем устройстве невозможно достичь режима чисто бегущей волны в 157 непрерывной конечной полосе частот и не всякую комплексную нагрузку можно согласовать в заданной полосе частот при заранее указанном значении КБВ. Алгоритм широкополосного согласования разрабатывается с обязательным учетом изменения сопротивления (проводимости) нагрузки в интересующей области частот. Число степеней свободы в реактивном согласующем устройстве должно быть больше двух. Например, рассмотрим задачу широкополосного согласования резонансной нагрузки, имеющей частотную характеристику, аналогичную характеристике параллельного колебательного контура, схема согласования которого показана на рис. 10.4,а. Согласующее устройство имеет три степени свободы – волновое сопротивление четвертьволнового трансформатора wтр, резонансную частоту 0 , внешнюю добротность Qвн компенсирующего колебательного контура. Для расчета согласующего устройства нужно задаться полосой частот или минимально допустимым КБВ K мин . Волновое сопротивление четвертьволнового трансформатора должно быть выбрано таким образом, чтобы на резонансной частоте обеспечивался заданный минимально допустимый КБВ K мин . Это произойдет, если wТР K минrн (0 ) . Так как четвертьволновой трансформатор преобразует нормированное сопротивление в проводимость, то в сечении АА получим частотную зависимость эквивалентной проводимости типа характеристики последовательного контура 2 y A ( ) zн ( ) / wТР , а на резонансной частоте g A макс rн / K минrн 1/ K мин (рис. 10,4,б). В окрестности резонансной частоты реактивная прово димость компенсирующего контура bk может быть ап- проксимирована наклонной прямой, пересекающей ось час - 158 тот. Наклон этой прямой выбирается из условия полной компенсации реактивной проводимости на входе согласующего устройства b A 1, 2 bk 1, 2 0 . Рис. 10.4. Широкополосное согласование комплексной нагрузки Резонансная частота компенсирующего контура 0 определяется по точке пересечения с осью частот, а внешняя добротность – по крутизне наклона реактивной проводимости . На СВЧ вместо контура можно использовать шлейф или резонансную диафрагму. После реализации согласующего устройства по 159 указанной методике получим зависимость КБВ от частоты (характеристику согласования) как показано на рис. 10.4, в. 10.3. Описание установки Функциональная схема установки приведена на рис. 10.5. Установка собрана на основе панорамного измерителя КСВ типа Р2-61, предназначенного для измерения и воспроизведения на экране электронно-лучевой трубки (ЭЛТ) частотных характеристик КСВ и ослабления элементов волноводных трактов. В состав измерителя Р2-61 входят: генератор качающейся частоты c цифровым отсчетом частоты “ИНД” “ГКЧ” “АРМ” “ПАД” “ОТР” “АРМ” 1 2 10 9 8 6 5 3 7 4 У Рис. 10.5. Функциональная схема измерительной установки (ГКЧ) – 1, индикатор КСВ и ослабления – 2 и комплект направленных ответвителей падающей 3 и отраженной 4 волн с коаксиально-волноводным переходом 5, детекторными головками 6, 7 и соединительными кабелями 8, 9. Амплитудно-модулированные колебания СВЧ, вырабатываемые ГКЧ, поступают в основной канал направленных ответвителей 3, 4 и исследуемое устройство У. Ответвителями 3 и 4 выделяются сигналы, пропорциональные мощностям падающей от генератора и отраженной от исследуемого устройства волн. 160 Эти сигналы снимаются с детекторных головок 6, 7, встроенных во вспомогательных каналах ответвителей. Уровень напряжения на выходе направленного ответвителя падающей волны поддерживается в диапазоне качания частоты постоянным системой автоматической регулировки мощности (АРМ), работа которой обеспечивается кабелем обратной связи 10. Уровень напряжения на выходе детектора отраженной волны 7 пропорционален квадрату коэффициента отражения исследуемого устройства на частоте измерений, а шкалы индикатора проградуированы в значениях КСВ. Студентам не рекомендуется самостоятельно включать измеритель и производить какие-либо регулировки. Включение и настройка производится преподавателем, инженером или лаборантом. 10.4. Домашнее задание 1. Ознакомиться с методами широкополосного согласования активных и комплексных нагрузок. 2. Ознакомиться с типами частотных характеристик согласования и их расчетом. 3. Рассчитать и построить характеристику согласования f ступенчатого перехода при n = 2 для f 0 =9 ГГц, при l = 0 / 4 согласно заданному варианту в табл. 10.1 и показать на ней значения и 2 f . Расчет начинается с характерных точек по формулам п. 10.2.2. Для расчета гиперболических функций используют формулы ch x exp x 1/ exp x / 2; arcch x ln x x 2 1 при x > 1. 4. Рассчитать волновые сопротивления ступенек по формулам п. 10.2.2. 161 Таблица 10.1 6 7 8 Макс. плоский 5 Чебышевский 4 Чебышевский Макс. плоский 3 Макс. плоский 2 Макс. плоский Чебышевский Чебышевский № 1 бригады Тип перехода Перепад волнов. 2,6 сопрот. 2,6 2,4 2,4 2,8 2,8 2,2 2,2 Относит полоса 0,2 частот согласов . 0,2 0,3 0,3 0,15 0,15 0,35 0,35 10.5. Лабораторное задание 1. Преподавателем, инженером или лаборантом включается измеритель P2-6I согласно инструкции. 2. Исследовать частотную характеристику КСВ волноводного четвертьволнового трансформатора и срисовать ее на кальку с экрана индикатора. Определить частоту согласования и полосу частот на уровне КСВ = 1,5. 3. Исследовать частотные характеристики согласования КСВ(f) всех волноводных ступенчатых и плавных переходов согласно п. 10.7. Оценить полосу согласования и уровень рассогласования в полосе. Срисовать зависимости КСВ(f) с экрана индикатора на кальку. 4. Сравнить графики с расчетными. 162 10.6. Содержание отчета 1. Функциональная схема установки. 2. Результаты выполнения домашнего задания. 3. Экспериментальные частотные характеристики. 4. Анализ результатов в выводы. 10.7. Приборы, аппаратура, детали 1. Панорамный измеритель КСВ P2-6I. 2. Исследуемые устройства (волноводные переходы с сечения 23x10 мм на 23x4 мм с согласованной нагрузкой): а) четвертьволновый трансформатор; б) чебышевский ступенчатый переход № 1; в) максимально плоский ступенчатый переход № 2; г) чебышевский плавный переход № 3; д) максимально плоский плавный переход № 4. Контрольные вопросы 1. Какие ограничения существуют при широкополосном согласовании комплексных нагрузок? 2. Пояснить, почему многоступенчатый переход имеет более широкую полосу согласования, чем четвертьволновой трансформатор. 3. Какие ограничения существуют при широкополосном согласовании активных нагрузок? 4. Какие особенности имеют ступенчатые чебышевские переходы? 5. Какие особенности имеют ступенчатые биноминальные переходы? 6. Какие особенности имеют чебышевские плавные переходы? 163 7. Какие особенности имеют биноминальные плавные переходы? 8. Какие особенности имеют вероятностные плавные переходы? 9. Какие ограничения существуют при широкополосном согласовании комплексных нагрузок? 10. Пояснить схему и степени свободы в примере широкополосного согласования резонансной нагрузки. 11. Пояснить связь между полосой согласования и допустимым рассогласованием в полосе в примере широкополосного согласования комплексной нагрузки. СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Сазонов Д.М., Гридин А.Н., Мишустин Б.А. Устройства СВЧ. – М.: Высшая школа, 1981. – 295 с. 2. Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р., Смирнов В.П. Справочник по элементам волноводной техники. – М.: Сов. радио, 1967. – 651 с. 3. Руководство к выполнению лабораторной работы № 9 "Узкополосное согласование" (настоящее руководство). 11. УПРАВЛЯЮЩИЕ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ УСТРОЙСТВА СВЧ 11.1. Цель работы Изучить принцип действия и электрические характеристики волноводных СВЧ-устройств, использующих управляемые полупроводниковые диоды. П р и м е ч а н и е. Для выполнения и защиты работы необходимо ознакомиться с конструкцией, принципом действия и 164 параметрами указанных устройств [1. С. 240 – 241, 250 – 263], [2. С. 352 – 371], [3. С. 471 – 475]. 11.2. Краткие сведения из теории Управляющие устройства предназначены для регулирования амплитуды и фазы СВЧ-сигнала или для изменения пути его прохождения в трактах. В настоящее время получают широкое распространение управляющие устройства на полупроводниковых приборах, обладающие следующими достоинствами: малый вес и габариты, малая мощность управления, высокое быстродействие, продолжительный срок службы и высокая надежность, относительная дешевизна. Полупроводниковые приборы используют ряд эффектов, приводящих при наличии управляющего электрического воздействия к изменению удельной проводимости в локальной области монокристаллического полупроводника или во всем его объеме. На этом основана работа полупроводниковых СВЧ-диодов p–n-типа (варакторов) и p–i–n-диодов. Управление реализуется изменением или коммутацией напряжения с обратного (p–n-диоды) или нулевого (p–i–n-диоды) на прямое или наоборот. При этом существенно изменяются проводимость и емкость диода. Варакторы применяются в СВЧ-устройствах с малым уровнем сигнала, p–i–n-диоды – при большой мощности. В технике СВЧ, в частности в сканирующих антенных решетках, получили распространение такие полупроводниковые устройства, как аттенюаторы и коммутаторы, фазовращатели, модуляторы. Полупроводниковые аттенюаторы и коммутаторы. Аттенюатор – четырехполюсное устройство, в котором вносимое затухание плавно меняется от минимальной величины Lмин до максимальной Lмакс. Типичные принципиальная и эквивалентная схемы аттенюатора на p–i–n-диодах показаны на рис. 11.1. Аттенюатор представляет собой отрезок линии с волновым сопротивлением W, например волновода, содержащий параллельно включенные полупроводниковые диоды с управляемой проводимостью. 165 Lбл Uупр Сбл Rогр Сбл Rогр Выход Вход а Y Y Y б Рис. 11.1. Принципиальная (а) и эквивалентная (б) схемы аттенюатора на p–i–n-диодах При подаче на диоды положительного управляющего напряжения последние, отпираясь, отражают с некоторым поглощением мощность СВЧ-сигнала. Величина отражений тем больше, чем выше значение тока управления. В случае его отсутствия p–i–n-диоды, запираясь, создают в тракте начальное ослабление сигнала незначительной величины. Конструкция аттенюатора на варакторах аналогична. Вносимое полупроводниковым диодом затухание, определяемое как отношение мощностей на входе и выходе устройства, находится по формуле L 10 lg Pвх 2 2 10 lg 1 0,5 g 0,5в , дБ , Pвых (11.1) где g G Y , в B Y – соответственно нормированные активная и реактивная проводимости диода; 166 Y 1 W – волновая проводимость линии передачи. При этом модуль коэффициента отражения в тракте Г g 2 в 2 (4 4 g g 2 в 2 ) . (11.2) Для получения максимального затухания в волноводном аттенюаторе на p–i–n-диодах используют несколько диодов, расположенных на расстоянии λв/4 друг от друга, где λв – длина волны в волноводе. В случае n идентичных диодов суммарное затухание, вносимое аттенюатором (когда оно не слишком велико), определяется соотношением (11.3) L n L,дБ . С целью расширения рабочего диапазона частот применяют неэквидистантное расположение p–i–n-диодов. Фильтрующая цепь, состоящая в общем случае из блокировочных индуктивностей и емкостей, служит для развязки цепи управления и СВЧ-тракта. Для ограничения величины тока через полупроводниковый диод цепь содержит резистор Rогр=1–10 кОм. Коммутатор (переключатель) представляет собой многополюсное устройство, имеющее несколько переключаемых входов и выходов. Причем СВЧ-сигнал может одновременно передаваться по одному или нескольким изменяемым рабочим каналам с малым значением вносимого затухания. При этом переключающие полупроводниковые диоды в линию передачи включаются параллельно, последовательно или комбинированным способом. Коммутация достигается подачей скачкообразного управляющего напряжения. Конструкции управляющих узлов коммутатора и аттенюатора принципиально не отличаются. Полупроводниковые фазовращатели. Фазовращатель – устройство, позволяющее плавно или дискретно изменять фазу распространяющегося в тракте СВЧ-сигнала (фазу коэффициента передачи) при допустимом вносимом затухании. В аналоговых (плавных) фазовращателях фаза меняется непрерывно в интервале от φмин до φмакс. В дискретных (ступенчатых) фазовращателях величина фазовой задержки может принимать несколько фиксированных значений, отличающихся друг от друга на дискретную величину (дискрет) Δφ. Управляющие фазовращатели с плавной перестройкой фазы благодаря изменению емкости p–n- 167 перехода, реализуемые на варакторах, отличаются меньшим вносимым затуханием в сравнении с устройствами на p–i–nдиодах. Последние предпочтительны для ступенчатого (коммутационного) управления фазой. Различают полупроводниковые фазовращатели отражательного и проходного типа. На рис.11.2 представлена схема волноводного отражательного фазовращателя (двухполюсника) на p–i–n-диодах (фильтрующая цепь не показана). Принцип действия основан на электри-ческом ступенчатом управлении положением плоскости корот-кого замыкания СВЧ-сигнала в линии передачи путем подачи отпирающего напряжения на соответствующий диод. Обесто-ченные диоды, имеющие очень низкую проводимость, практи-чески не оказывают влияния на распространяющуюся волну. Дискрет Δφ определяется расстоянием между плоскостями рас-положения диодов (для данной схемы расстоянию λв/8 соответствует дискрет Δφ = 90о). λв/8 λв/8 λв/8 Рис. 11.2. Отражательный фазовращатель на p– i–n-диодах Примером проходного фазовращателя на p–i–n-диодах может служить конструкция (рис. 11.3), содержащая циркулятор и отражательный фазовращатель, рассмотренный выше. Поданный на вход СВЧ-сигнал без ослабления подается на отражательный фазовращатель и, отражаясь от последнего, поступает на выход с требуемым дискретным фазовым сдвигом. Вместо циркулятора могут быть использованы обладающие подобными свойствами различные балансные мостовые схемы: направленные ответвители, щелевые волноводные мосты, квадратные мосты на полосковых линиях и т.п. 168 φ 2 Вход 1 3 Выход Рис. 11.3. Проходной фазовращатель на p–i–n-диодах с применением циркулятора Ступенчатый проходной фазовращатель может быть реализован на принципе включения или отключения короткозамкнутых отрезков линий передачи с помощью коммутационных p–i–n-диодов, обеспечивая тем самым необходимое дискретное значение фазы СВЧ-сигнала благодаря изменению проходимой им длины пути (рис. 11.4). Вход Выход Рис. 11.4. Проходной фазовращатель на p–i–n-диодах c переключением отрезков линий Для p–i–n-диодных фазовращателей вносимые потери и пропускаемая мощность определяются особенностями 169 применяемых диодов. Наиболее важными параметрами ступенчатых фазовращателей являются: максимальное вносимое затухание, величина фазового сдвига, значение диcкрета Δφ, число ступеней изменения фазы, стабильноcть характеристик в рабочем диапазоне частот. Необходимость непрерывной подачи управляющего воздействия на диоды является общим недостатком p–i–n-диодных фазовращателей. Полупроводниковые модуляторы. Представляют собой одноканальные устройства, предназначенные для модуляции амплитуды или фазы проходящего через них СВЧ-сигнала. Амплитудный модулятор конструктивно может быть выполнен на основе аттенюатора с управляемым вносимым затуханием. Фазовый (частотный) модулятор использует плавный фазовращатель с электрическим управлением. Основные требования к модулятору: линейность модуляционной характеристики, минимальный уровень сопутствующей паразитной модуляции. 11.3. Описание установки Функциональная схема установки, служащей для экспериментального изучения электрических характеристик волноводных управляющих СВЧ-устройств на полупроводниковых диодах (аттенюатора и фазовращателя), представлена на рис. 11.5. Изучение электрических характеристик полупроводникового управляющего аттенюатора проводится следующим образом. Амплитудно-модулированный СВЧ-сигнал генератора, проходя измерительную линию, поступает на вход исследуемого управляющего устройства и после детектирования подается на усилитель-индикатор. Последний регистрирует относительный уровень выходной мощности вносимого затухания как функцию управляющего тока, создаваемого блоком управления. Измерительная линия служит для контроля уровня отражения (КСВ) в тракте. Изучение фазовой характеристики полупроводникового управляющего фазовращателя осуществляется с помощью измерительной линии и короткозамыкателя по стандартной методике, снимая зависимость изменения фазы от величины управляю- 170 щего тока. Для этого ко выходу управляющего фазовращателя подсоединяется короткозамыкающая пластина (заглушка) и при начальном токе управления на шкале измерительной линии отмечается (с помощью индикатора) положение z0 минимума электрического поля в тракте. Изменяя последовательно величину управляющего тока, определяют фазовый сдвиг 2 1 (11.4) z0 z . , i в i 2 где zi – положение минимума поля при текущем значении тока управления; λв – длина волны в волноводе прямоугольного сечения 2,3 х 1,0 см (волна Н10). Измерение комплексного входного сопротивления (проводимости) исследуемого устройства проводится стандартным образом (см. приложение). Генератор Измерительная линия Управляющее устройство Детектор Усилитель индикатор Блок управления Рис. 11.5. Функциональная схема для исследования электрических характеристик управляющих СВЧ-устройств (аттенюатора и фазовращателя) Модуляционный режим управляющего СВЧ-устройства изучается по схеме, подобной вышеприведенной, только к блоку управления дополнительно подключается модулирующий блок (звуковой генератор). При этом снимается амплитудная модуляционная характеристика: зависимость показаний усилителя-индикатора от величины модулирующего напряжения. При этом усилитель-индикатор необходимо настроить на частоту модуляции. З а м е ч а н и е. В настоящей работе одно и то же управляющее полупроводниковое устройство (на p–i–n-диодах или 171 варакторах) в волноводном исполнении может быть использовано одновременно как управляющие аттенюатор, фазовращатель и модулятор. 11.4. Домашнее задание 1. Ознакомиться с принципом действия, конструкциями и электрическими характеристиками управляющих полупроводниковых СВЧ-устройств. 2. Ознакомиться с работой используемых приборов, принципиальной схемой измерений и методикой снятия основных характеристик исследуемых устройств. 11.5. Лабораторное задание 1. При заданном преподавателем количестве (1-3) полупроводниковых диодов и рабочей длине волны снять характеристику вносимого затухания управляющего СВЧ-устройcтва (аттенюатора), изменяя величину тока управления. Необходимая коммутация диодов осуществляется с помощью металлических перемычек. 2. При том же числе диодов измерить вносимый исследуемым фазовращателем фазовый сдвиг как функцию управляющего тока. Фазовращатель по заданию преподавателя выбрать отражательного или проходного типа. 3. Исследовать поведение комплексного входного сопротивления (проводимости) изучаемого устройства в зависимости от величины тока управления. На выходе исследуемого устройства при этом ставится поглощающая нагрузка. Используя формулы (11.1), (11.3) рассчитать соответствующие значения вносимого затухания. Сравнить полученные результаты с п.1. 4. Снять амплитудную модуляционную характеристику исследуемого СВЧ-устройства (модулятора). Рабочая точка выбирается посередине линейного участка характеристики, полученной в п.1. З а м е ч а н и е. Снятые электрические характеристики исследуемых устройств могут несколько отличаться от теоретических из-за резонансных явлений, обусловленных реактивно- 172 стями конструктивных элементов, особенностями расположения и питания полупроводниковых диодов. 11.6. Содержание отчета 1. Функциональные схемы измерительной установки. 2. Экспериментальные результаты. 3. Анализ результатов и выводы по работе. Контрольные вопросы 1. Каково назначение управляющих СВЧ-устройств? Перечислить достоинства управляющих устройств на основе полупроводниковых диодов. 2. На чем основана работа управляющих полупроводниковых устройств? 3. Объяснить принцип работы, конструкцию полупроводниковых аттенюаторов и коммутаторов на p–i–n-диодах. 4. Каковы основные параметры и характеристики полупроводниковых аттенюаторов на p–i–n-диодах? 5. Для чего предназначена фильтрующая цепь? 6. Дать определение и классификацию полупроводниковых фазовращателей. 7. Объяснить принцип действия и конструкцию полупроводниковых фазовращателей на p–i–n-диодах отражательного и проходного типов. 8. Каковы особенности полупроводниковых модуляторов и предъявляемые к ним требования? 9. Нарисовать и объяснить функциональную схему экспериментального исследования полупроводникового аттенюатора. 10. Изобразить и объяснить функциональную схему экспериментального исследования полупроводникового фазовращателя. 11. Объяснить схему снятия модуляционной характеристики. 12. Объяснить полученные экспериментальные и расчетные результаты. 173 СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Сазонов Д.М., Гридин А.Н., Мишустин Б.А. Устройства СВЧ. – М.: Высшая школа, 1981. – 295 с. 2. Антенны и устройства СВЧ. Проектирование фазированных антенных решеток / Под ред. Д.И. Воскресенского. – М.: Радио и связь, 1981. – 431 с. 3. Марков Г.Т., Сазонов Д.М. Антенны. – М.: Энергия, 1975. – 528 с. 12. УСТРОЙСТВА СВЧ, СОДЕРЖАЩИЕ НАМАГНИЧЕННЫЕ ФЕРРИТЫ 12.1. Цель работы Ознакомиться с явлением ферромагнитного резонанса в подмагниченных ферритах на СВЧ; изучить конструкции и характеристики волноводного ферритового резонансного вентиля, вентиля на смещении поля, Y-циркулятора, фазовращателя Реджиа-Спенсера и фазовращателя с внутренней магнитной памятью [1. С. 166 – 178], [2. С. 143 – 149], [3. С. 114 – 123]. 12.2. Основные гиромагнитные явления в ферритах на СВЧ 12.2.1. Явление ферромагнитного резонанса. Ферритами называют химические соединения оксида железа с оксидами других металлов (никеля, марганца, магния и др.), которые обладают одновременно ферромагнитными свойствами и свойствами диэлектриков с низкой электропроводностью и относительной диэлектрической проницаемостью ε = 5…15. В постоянном подмагничивающем поле H 0 ферриты становятся анизотропными материалами. Электрофизические свойства ферритов, намагниченных вдоль оси z декартовой 174 системы координат, описываются материальным уравнением, определяющим связь вектора магнитной индукции и вектора напряженности магнитного поля СВЧ в такой среде: B 0 ˆH , 1 ˆ j 2 j 2 0 0 1 0 . 0 3 (12.1) В уравнении (12.1) тензор магнитной проницаемости ̂ ферритовой среды имеет антисимметричный вид. Такие среды принято называть гиротропными (вращающими). В них не выполняется принцип взаимности, сформулированный для изотропных сред, поэтому их также называют невзаимными. В подмагниченных ферритах наблюдается явление ферромагнитного резонанса. Под действием постоянного подмагничивающего поля H 0 спины электронов прецессируют подобно волчку вокруг оси, совпадающей с направлением поля подмагничивания. Прецессия происходит по часовой стрелке относительно направления поля H 0 с частотой f0, называемой частотой ферромагнитного резонанса: f0 H 0 , (12.2) где =3,52·10-2 Мгц/(А/м) – гиромагнитное отношение (отношение магнитного и механического моментов электрона). Вследствие этого, подмагниченный феррит по–разному воздействует на ЭМ волны с правой и левой круговой поляризацией, когда они распространяются вдоль подмагничивающего поля. В этом случае волны с разной круговой поляризацией распространяются в феррите, как в некой изотропной среде с разными эффективными магнитными проницаемостями : 1 2 j , 1 2 j , (12.3) где индексы +, – соответствуют правой и левой круговым 175 поляризациям. Магнитные проницаемости резонансным образом зависят от подмагничивающего поля Н0, частоты f ЭМ волны и являются комплексными величинами; их мнимые части учитывают магнитные потери в феррите. Примерный вид зависимости реальных и мнимых частей магнитных проницаемостей от подмагничивающето поля Н0 для некоторой фиксированной частоты f ЭМ волны показан на рис. 12.1. Н0,рез Н0,b Н0,рез Н0,а Рис. 12.1. Зависимость магнитных проницаемостей феррита для волн с левой и правой круговой поляризацией от постоянного подмагничивающего поля Н0 Видим, что при определенном (резонансном) значении поля Н0 = Н0,рез правополяризованная волна эффективно взаимодействует с ферритом, величина велика, т.е. велики магнитные потери. Такая волна затухает при распространении в феррите вдоль Н0. При этом направление вращения магнитного поля правополяризованной волны (по часовой стрелке относительно поля Н0) совпадает с направлением свободной прецессии спинов электронов, а частота прецессии (12.2) 176 совпадает с частотой ЭМ волны f0 = f. Для левополяризованной волны величина _ плавно зависит от Н0, магнитные потери малы и волна распространяется вдоль Н0 без заметного затухания. Таким образом, ферромагнитный резонанс в продольно подмагниченном феррите наблюдается только для ЭМ волны с правой круговой поляризацией. Это порождает различные невзаимные эффекты, которые используются в ферритовых устройствах СВЧ. Отметим, что невзаимные эффекты проявляются и при поперечном намагничивании феррита, когда ЭМ волна распространяется поперек Н0, а магнитное поле волны имеет круговую поляризацию и перпендикулярно полю Н0 (см. ниже п.12.2.3). 12.2.2. Эффект Фарадея. Он заключается в повороте плоскости поляризации линейно поляризованной ЭМ волны при ее распространении в продольно намагниченном феррите. Линейно поляризованную волну можно представить в виде суммы двух волн круговой поляризации с разными направлениями вращения. Эффективные магнитные проницаемости феррита для этих волн отличаются, причем в области слабого подмагничивающего поля Н0,a, где потери малы (см. рис. 12.1). Поэтому фазовые скорости и длины волн с разной круговой поляризацией также отличаются: / , vф с / , где – длина волны в свободном пространстве. Пройдя одинаковый участок феррита длиной z, эти волны приобретают разный набег фазы 2 z / . На выходе участка феррита сумма этих двух волн дает также линейно поляризованную волну, у которой плоскость поляризации повернута (по часовой стрелке, если смотреть 177 вдоль поля Н0) на угол: q ( ) / 2 . 12.2.3. Явление невзаимного фазового сдвига. Оно наблюдается при поперечном подмагничивании слабым полем Н0,а (рис. 12.1) тонкой ферритовой пластины, расположенной в прямоугольном волноводе на некотором расстоянии d от его узкой стенки, где магнитное поле основной Н10-волны имеет круговую поляризацию (рис. 12.2,а,б). Структура поля Н10-волны в волноводе при небольшой толщине пластинки почти не нарушается. Магнитное поле этой волны имеет разную круговую поляризацию (Hx = ±iHz) в двух продольных плоскостях, параллельных узким стенкам водновода и отстоящих от них на расстоянии: d a arctg â 2a , где в – длина волны в волноводе, a – ширина волновода. Направление вращения магнитного поля волны зависит также от направления распространения волны – вдоль или против оси z (рис. 12.2,б). Н0 y x левое вращение x Н10 Нz z феррит феррит а z правое вращение Нx б Рис. 12.2. HFSS-модель поперечно намагниченного феррита в волноводе (а) и силовые линии магнитного поля Н10-волны (б) 178 При распространении Н10-волны вдоль оси z (в прямом направлении) магнитное поле волны в области пластинки (у правой узкой стенки волновода, если смотреть по волне) имеет правое вращение относительно поля подмагничивания. Фазовая скорость волны определяется эффективной проницаемостью . При распространении волны против оси z (в обратном направлении) ее магнитное поле в области пластинки имеет теперь левое вращение, и фазовая скорость волны определяется проницаемостью . Поскольку (в слабом поле Н0,а; см. рис. 12.1), то фазовый сдвиг (набег фазы на единицу длины пластинки) при прямом и обратном направлениях распространения будет разным, т.е. невзаимным. 12.2.4. Эффект смещения поля. Он проявляется при поперечном подмагничивании сильным полем Н0,b<Н0,рез (рис. 12.1) сравнительно толстой ферритовой пластины, также расположенной в области волновода с вращающимся магнитным полем Н10-волны (рис. 12.3). В этом случае при прямом распространении волны (вдоль оси z) магнитная проницаемость для правополяризованной волны отрицательна 0 . Коэффициент распространения в феррите становится мнимым. Поле волны вытесняется из феррита (рис. 12.3,а,в). При обратном распространении волны (против оси z) магнитная проницаемость для левополяризованной волны 1 . Поле волны концентрируется у поверхности феррита из-за большой проницаемости ε = 5…15 (рис. 12.3,б,г). На HFSS-рисунках 12.3,в,г красные области соответствуют большей напряженности электрического поля Ey, темные области – малым значениям поля. 179 феррит феррит Н0 Ey(x) Ey(x) а феррит Н0 б Н0 Н10 феррит Н0 Н10 в г Рис. 12.3. Эффект смещения поля Ey(x) при прямом (а,в) и обратном (б,г) распространении Н10-волны 12.3. Конструкции ферритовых вентилей, Y-циркулятора, фазовращателей 12.3.1. Волноводный резонансный вентиль. Вентили предназначены для пропускания с малыми потерями ЭМ волны, распространяющейся в прямом (полезном) направлении, и поглощения волны в обратном (нежелательном) направлении. Матрица рассеяния (см. п. 8.2.2) идеального вентиля имеет вид 0 0 S e j . 1 0 Основными параметрами реальных вентилей являются: уровень прямых потерь, уровень обратных потерь и их отношение (вентильное отношение). Широкое применение находят конструкции резонансных вентилей. Они включают поперечно-намагниченную ферритовую пластину в прямоугольном волноводе и 180 постоянный магнит, обеспечивающий резонансное значение подмагничивающего поля Н0,рез (рис. 12.4,а). При распространении прямой Н10-волны (вдоль оси z, рис. 12.4,б) магнитное поле волны в области феррита (у левой узкой стенки волновода, если смотреть по волне) имеет левое вращение относительно поля подмагничивания. Гиромагнитный резонанс невозможен. Величина мала (рис. 12.1), и прямая волна распространяется через вентиль с малым затуханием. Н10 Н0 Н0 z z Н10 а б в Рис. 12.4. Конструкция (а) и HFSS-модели волноводного резонансного вентиля для прямой (б) и обратной (в) волн При прохождении обратной волны (против оси z, рис. 12.4,в) ее магнитное поле в области пластинки имеет правое вращение. Величина при гиромагнитном резонансе велика (магнитные потери велики) и волна интенсивно затухает в объеме феррита. 12.3.2. Вентиль на смещении поля. Его конструкция похожа на резонансный вентиль (рис. 12.5,а). Отличие состоит в присутствии поглощающей пластины на поверхности ферритового вкладыша и в изменении направления и величины подмагничивающего поля. Его выбирают сильным Н0,b<Н0,рез для реализации эффекта смещения поля (см. п.12.2.4). Теперь для прямой Н10-волны (рис. 12.5,б) ее магнитное поле в области феррита (у левой узкой стенки, если смотреть по волне) имеет правое вращение относительно поля Н0. Величина 0 – отрицательна, электрическое поле прямой волны 181 смещается из феррита и принимает минимальные значения в слое поглотителя. Поглотитель оказывает слабое влияние на прямую волну. Для обратной волны ее магнитное поле в области феррита имеет левое вращение относительно поля Н0 (рис. 12.5,в). Величина 1 и поле волны концентрируется в слое поглотителя, интенсивно в нем затухая. Н10 z Н0 S N S пластина поглотителя Н0 Н10 а б в Рис. 12.5. Конструкция (а) и HFSS-модели вентиля на смещении поля для прямой (б) и обратной (в) волн 12.3.3. Волноводный Y-циркулятор. Циркуляторы представляют собой невзаимные многополюсники, у которых мощность передается от одного плеча (входа) к следующему в определенном порядке, например, против часовой стрелки. Наибольшее распространение получили трехплечные циркуляторы, например Y-циркуляторы. Матрица рассеяния такого идеального циркулятора имеет вид 0 0 1 S e 1 0 0 . 0 1 0 j Основными параметрами реальных циркуляторов являются: прямые потери и развязка (обратные потери) по всем парам входов. Волноводный трехплечный Y-циркулятор выполняют на 182 основе Н-плоскостного тройника (Y-тройника, рис. 12.6,а). В его центре помещают поперечно-намагниченный ферритовый стержень 1 с диэлектрической втулкой 2 и тремя согласующими диэлектрическими стержнями 3. Слабое подмагничивающее поле Н0,а (рис. 12.1) создается двумя внешними дисковыми магнитами, соосными с ферритовым стержнем. Н0 Н10 Н10 а б Рис. 12.6. Конструкция (а) и HFSS-модель (б) Y-циркулятора: 1 – ферритовый стержень; 2 – диэлектрическая втулка; 3 – согласующие диэлектрические стержни Волна типа Н10, поступающая на вход I циркулятора, разветвляется на две ЭМ волны, огибающие ферритовый стержень с двух противоположных сторон. Каждая из этих волн имеет магнитное поле с разным направлением вращения относительно подмагничивающего поля. Поэтому магнитные проницаемости феррита и и фазовые скорости этих волн будут разными (см. п.12.2.3). Параметры ферритового стержня подбирают так, чтобы эти волны приходили на вход II в фазе, а на вход III – в противофазе (рис. 12.6,б). Поскольку Y-циркулятор обладает поворотной симметрией, падающая волна со входа II будет передаваться на вход III, со входа III – на вход I, т.е. против часовой стрелки. 12.3.4. Волноводный фазовращатель Реджиа-Спенсера. Простейший проходной ферритовый фазовращатель на 183 прямоугольном волноводе представляет собой ферритовый стержень 1, расположенный на оси прямоугольного волновода 2 и подмагничиваемый в продольном направлении управляющей обмоткой, расположенной снаружи волновода (так называемый фазовращатель Реджиа-Спенсера; рис. 12.7). Волновод с ферритом является запредельным для волны с вектором Е, параллельным широким стенкам, поэтому эффект Фарадея не проявляется. Управляющее поле изменяет магнитную проницаемость феррита и коэффициент фазы Н10волны, т.е. изменяет фазу прошедшей волны на выходе фазовращателя. Фазовращатель Реджиа-Спенсера взаимный. 2 1 Рис. 12.7. Ферритовый фазовращатель Реджиа-Спенсера: 1 – ферритовый стержень; 2 – управляющая обмотка 12.3.5. Фазовращатель с внутренней магнитной памятью. Наиболее распространен дискретный тороидальный фазовращатель на ферритовых сердечниках с прямоугольной петлей гистерезиса (ППГ). Он показан на рис. 12.8 и состоит из трех ферритовых сердечников (секций) 1 в виде прямоугольных тороидов, перемагничиваемых биполярными импульсами тока, пропускаемого через проводники 3 внутри тороидов. Разная полярность импульсов тока обеспечивает два устойчивых состояния магнитной памяти (остаточной намагниченности) каждому сердечнику с ППГ. Секции имеют разную длину и реализуют переключаемый фазовый набег прошедшей ЭМ волны, соответственно, 180°, 90° и 45°. Таким образом, три секции позволяют перекрыть интервал изменения фазы волны 0°–360° на их выходе с дискретом 45°. На концах и внутри тороидальных сердечников устанавливают согласующие диэлектрические вставки и 184 стержень 2 (рис. 12.8,а,б). Отметим, что тороидальный фазовращатель невзаимен и по принципу действия аналогичен фазовращателю с поперечнонамагниченными ферритовыми пластинами (см. п.12.2.3). Н0 Рис. 12.8. Дискретный тороидальный фазовращатель: а – конструкция; б – поперечное сечение; 1 – ферритовый тороид; 2 – согласующие диэлектрические вставки (а) и стержень (б); 3 – проводник с управляющим током 12.4. Описание установки Экспериментальные исследования ферритовых устройств СВЧ проводятся на установке, функциональная схема которой приведена на рис. 12.9. Установка состоит из СВЧ-генератора 1, блока исследуемых СВЧ-устройств 2, аттенюаторов А1, А2, А3, измерительной линии 3 с усилителем 4, блока питания 5 с миллиамперметром. Переключая аттенюаторы в соответствующие положения, можно измерить основные характеристики исследуемых устройств – КСВ, прямые и обратные потери, вентильное отношение, развязку между разными входами, зависимость фазового сдвига на выходе устройства от величины управляющего тока. 12.5. Домашнее задание 1. Ознакомиться с принципом действия и свойствами волноводного ферритового резонансного вентиля, вентиля на смещении поля, Y-циркулятора, фазовращателя Реджиа- 185 Спенсера и фазовращателя с внутренней магнитной памятью. Рис. 12.9. Функциональная схема измерительной установки 2. Ознакомиться с работой лабораторной установки. Изучить структурную схему установки и возможные положения аттенюаторов А1, А2, А3 при измерениях. 12.6. Лабораторное задание 1. Измерить прямые и обратные потери, вентильное отношение и КСВ для вентиля, указанного преподавателем. Для этого установить аттенюаторы (см. рис. 12.9) в соответствующие положения. По значениям КСВ определить модули элементов матрицы рассеяния вентиля. 2. Измерить развязку между каналами, КСВ и вносимые потери Y-циркулятора. При измерении развязки свободный вход нагружать на согласованную нагрузку. 3. Измерить КСВ, вносимые потери, дифференциальный и фазовый сдвиги в зависимости от величины управляющего тока для фазовращателя, указанного преподавателем. Фазовый сдвиг определяется по методике, изложенной в п. 8.5 по форму- 186 ле (8.8), в которой индекс i соответствует i-му значению тока. 12.7. Содержание отчета 1. Окончательный вид функциональных схем для измерения характеристик иследованных ферритовых устройств СВЧ. 2. Данные по измерению характеристик ферритового вентиля. 3. Данные по измерению характеристик ферритового циркулятора. 4. Данные по измерению характеристик ферритового фазовращателя. 5. Выводы по работе. Контрольные вопросы 1. Дать определение основных характеристик ферритовых устройств СВЧ-типа вентилей, циркуляторов, фазовращателей. 2. Пояснить явление ферромагнитного резонанса. 3. Пояснить эффект Фарадея. 4. Пояснить явление невзаимного фазового сдвига. 5. Пояснить эффект смещения поля. 6. Конструкция, принцип действия и вид матрицы рассеяния резонансного вентиля. 7. Конструкция, принцип действия вентиля на смещении поля. 8. Конструкция, принцип действия и вид матрицы рассеяния Y-циркулятора. 9. Конструкция, принцип действия и вид матрицы рассеяния ферритового фазовращателя Реджиа-Спенсера. 12. Конструкция и принцип действия фазовращателя с внутренней магнитной памятью. СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Сазонов Д.М. Антенны и устройства СВЧ. Учебник для радиотехн. спец. вузов. - М.: Высшая школа, 1988.- 432 с. 2. Чернушенко А.М., Петров Б.В., Малорацкий Л.Г. и др. 187 Конструирование экранов и СВЧ-устройств. Учебник для вузов / Под ред. Чернушенко А.М.. - М,: Радио и связь, 1990. -352 с. 3. Шарварко В.Г., Савельев В.В., Техническая электродинамика: Конспект лекций. Ч. 1. Таганрог: Изд-во ТРТУ, 1996. – 126 с. (№2312). ПРИЛОЖЕНИЕ ИЗМЕРЕНИЕ ВХОДНОГО СОПРОТИВЛЕНИЯ (ПРОВОДИМОСТИ) НАГРУЗКИ 1.1. Круговая диаграмма для линий передачи (диаграмма Вольперта-Смитта) При экспериментальном определении полного входного сопротивления или проводимости нагрузки (импеданса или адмитанса), при пересчете их из одного сечения линии в другое и при расчете узкополосного согласования необходимо использовать формулы (9.6) из описания лабораторной работы №9. Для облегчения этих расчетов, наглядности полученных результатов и изображения частотных характеристик в инженерной практике, когда не требуется высокой точности, применяют круговую диаграмму, которая представляет собой изображение комплексного коэффициента отражения в полярной системе координат. Так как каждому значению комплексного коэффициента отражения соответствует определенное значение импеданса, то такую диаграмму часто называют круговой диаграммой полных сопротивлений (проводимостей). При построении её использованы формулы (9.1), (9.4), (9.6). Диаграмма получается наложением семейств окружностей r const , x const . ( r и x активная и реактивная составляющие нормированного импеданса z Z / WФ r jx ; WФ – волновое сопротивление фидера; КБВ ( K const ), КСВ ( K 1 = const ) и радиусов 2 l const (l / const ) (рис 1.1). Роль радиуса обычно играет движок диаграммы (линейка), а 188 значение l / отмечены на внешней окружности. При этом полный поворот по диаграмме ( 2 l 2 ) соответствует перемещению вдоль линии передачи на l / =0,5. Значения r отложены на вертикальной оси диаграммы, значение x – на внутренней стороне внешней окружности. В правой части диаграммы согласно знаку x импеданс носит индуктивный характер, а в левой – емкостной. Значения К и K 1 совпадают на вертикальной оси со значениями r и могут быть нанесены на движок вместе с модулем коэффициента отражения . Перемещение по однородной линии передачи от нагрузки к генератору соответствует перемещению по окружности равного КСВ (КБВ) по часовой стрелке. Перемещение по однородной линии передачи от генератора к нагрузке соответствует перемещению по окружности равного КСВ (КБВ) против часовой стрелки. Вертикальная прямая – это линия чисто активных сопротивлений, а внешняя окружность – линия чисто реактивных сопротивлений. 189 Рис. 1.1 Каждой точке на диаграмме соответствуют определенные значения r, x, K и фазы коэффициента отражения ( l / ). Характерными точками являются точки: 1 – точка идеального согласования (z = 1, K = 1), 0 – точка короткого замыкания (z = 0, K = = 0) и – точка холостого хода (z = , K = 0). Эта же самая диаграмма может считаться и диаграммой полных проводимостей (адмитансов). (Обозначения на рис.1.1 в скобках.) В этом случае меняется только характер реактивности в правой и левой части диаграммы и смысл точек: – точка короткого замыкания, 0 – точка холостого хода. От импеданса к адмитансу можно легко перейти, использовав диаметрально противоположную точку на той же линии равного КБВ (КСВ). 1.2 Измерение входного импеданса (адмитанса) нагрузки с помощью измерительной линии Измерение входного импеданса нагрузки с помощью измерительной линии сводится к измерению КБВ (КСВ) и фазы коэффициента отражения исследуемой нагрузки относительно фазы коэффициента отражения короткозамкнутой нагрузки. На рис. 1.2 приведены кривые распределения нормированного напряжения вдоль линии передачи для трёх случаев: 1. Линия закорочена на конце (режим стоячей волны). 2. Линия нагружена на согласованную нагрузку (режим согласования). 3. Линия нагружена на произвольную нагрузку (смешанный режим). Из рис.1.2 видно, что значения нормированного напряжения повторяются от конца линии через в / 2 , поэтому любой узел в распределении напряжения с короткозамкнутой нагрузкой l0 можно считать условным концом линии (опорным минимумом). Благодаря этому смещение минимума напряжения в измерительной линии в случае исследуемой нагрузки по сравнению со случаем короткозамкнутой нагрузки дает нам относительную фазу коэффициента отражения 190 Модуль коэффициента отражения arg 4lмин / в . определяется по измеренному КБВ (КСВ) согласно формуле (9.4): 1 K . 1 K Рис. 1.2 Импеданс (адмитанс) в этом случае можно найти по формуле (9.3). Можно получить формулу, непосредственно связывающую K , lмин , в и zн : zн K 0,5 j (1 K 2 ) sin 2 в lмин . соs 2 в lмин K 2 sin 2 в lмин Методика измерений импеданса с помощью измерительной линии и круговой диаграммы заключается в следующем: 1. К измерительной линии подключают короткозамыкатель и определяют условный конец линии (опорный минимум), т.е. координату l0 одного из минимумов напряженности 191 электрического поля примерно в середине шкалы линии. 2. Определяют длину волны в линии в , для чего удваивают расстояние между двумя соседними минимумами электрического поля в линии. 3. Удаляют короткозамыкатель и подключают исследуемую нагрузку. Определяют КБВ по измеренным значениям поля в минимуме и максимуме. При этом необходимо помнить, что вольт-амперная характеристика диода, находящегося в измерительной линии, имеет примерно квадратичный характер. Поэтому КБВ определяется по формуле K мин / макс , где мин и макс – минимальное и максимальное показания индикатора (измерительного усилителя). 4. Определяют положение ближайшего минимума напряженности в линии с исследуемой нагрузкой lн , величину смещения минимума относительно опорного lмин lн l0 и направление смещения (к генератору или к нагрузке). Искомый импеданс нагрузки находится по круговой диаграмме на пересечении окружности равного КБВ (К) и радиуса lмин / в с учетом направления смещения (на рис.1.1 показан случай смещения минимума к генератору). При измерении входного импеданса некоторых антенн часто невозможно подключить их ко входу измерительной линии непосредственно. В этом случае приходится использовать дополнительный отрезок фидера длиной lф и измерять входной импеданс в сечении входного разъема фидера. Возникает необходимость пересчета импеданса из одного сечения в другое. Для этого можно использовать формулу трансформации импеданса (9.6), но нагляднее и намного проще воспользоваться круговой диаграммой. Порядок пересчета следующий. 1. На круговой диаграмме находят точку, соответствующую импедансу во входном сечении фидера z ф . 2. Перемещают точку по круговой диаграмме по линии 192 равного КБВ (КСВ) в сторону нагрузки на расстояние lф / в . 3. На пересечении нового радиуса и линии равного КБВ находят точку импеданса нагрузки zн . П р и м е ч а н и е . Для более точных измерений zн необходимо снять вольт-амперную характеристику диода и учесть ее при определении КБВ по методике, приведенной, например, в книге: Фрадин А.З., Рыжков Е.В. Измерения параметров антенно-фидерных устройств. – М.: Связь, 1972. БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК 1. Сазонов Д.М. Антенны и устройства СВЧ: Учебник для радиотехн. спец. вузов. – М.: Высшая школа, 1988. – 432 с. 2. Сазонов Д.М., Гридин А.Н., Мишустин Б.А. Устройства СВЧ. – М.: Высшая школа, 1981. – 295 с. 3. Марков Г.Т., Сазонов Д.М. Антенны. – М.: Энергия, 1975. – 528 с. 4. Айзенберг Г.З., Ямпольский В.Г., Терешин О.Н. Антенны УКВ / Под ред. Г.З. Айзенберга. В 2-х частях. Ч.1. – М.: Связь, 1977. – 384 с. 5. Айзенберг Г.З., Ямпольский В.Г., Терешин О.Н. Антенны УКВ / Под ред. Г.З. Айзенберга. В 2-х частях. Ч. 2. – М.: Связь, 1977. – 288 с. 6. Антенны: Современное состояние и проблемы / Под ред. чл.-корр. АН СССР Д.Д. Бахраха и проф. Д.И. Воскресенского. – М.: Сов. радио, 1979. – 208 с. 7. Драбкин А.Л., Зузенко В.Л., Кислов А.Г. Антенно-фидерные устройства. – М.: Сов. радио, 1974. – 536 с. 8. Фрадин А.З. Антенно-фидерные устройства. – М.: Связь, 1977. – 440 с. 9. Кочержевский Г.Н. Антенно-фидерные устройства. – М.: Радио и связь, 1981. – 280 с. 10. Лавров А.С., Резников Г.Б. Антенно-фидерные устройства. – М.: Сов. радио, 1974. – 368 с. 11. Жук И.С., Молочков Ю.Б. Проектирование линзовых 193 сканирующих, широкодиапазонных антенн и фидерных устройств. – М.: Энергия, 1973. – 440 c. 12. Уолтер К. Антенны бегущей волны. – М.: Энергия, 1970. – 448 с. 13. Вайнштейн Л.А. Электромагнитные волны. – М.: Радио и связь, 1988. – 440 с. 14. Пособие по расчету антенн сверхвысоких частот. Ч.1. – Таганрог, 1974. – 151 с. 15. Шарварко В.Г., Савельев В.В., Техническая электродинамика: Конспект лекций. Ч. 1. Таганрог: Изд-во ТРТУ, 1996. – 126 с. (№2312). 16. Савельев В.В., Шарварко В.Г. Техническая электродинамика: Конспект лекций. Ч. 2. Теория излучения и приема электромагнитных волн. – Таганрог: Изд-во ТРТУ, 1999. – 103 с. (№2312.а). 17. Антенны и устройства СВЧ. Проектирование фазированных антенных решеток / Под ред. Д.И. Воскресенского. – М.: Радио и связь, 1981. – 431 с. 18. Корбанский И.Н. Антенны. – М.: Энергия, 1973. – 336 с. 19. Лебедев И.В. Техника и приборы сверхвысоких частот. Т. 1. – М.: Высшая школа, 1970. – 439 с. 20. Шипков Г.А. Задачник по антенно-фидерным устройствам. – М.: Высшая школа, 1966. – 179 с. 21. Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р., Смирнов В.П. Справочник по элементам волноводной техники. – М.: Сов. радио, 1967. – 651 с. 22. Чернушенко А.М., Петров Б.В., Малорацкий Л.Г. и др. Конструирование экранов и СВЧ-устройств: Учебник для вузов / Под ред. Чернушенко А.М. – М.: Радио и связь, 1990. – 352 с. 23. Петров Б.М. Электродинамика и распространение радиоволн: Учебник для вузов. – М.: Горячая линия – Телеком, 2007. – 558 с. 24. Нефёдов Е.И. Устройства СВЧ и антенны: Учебное пособие для студентов вузов. – М.: Academia, 2009. – 376 с. 25. Устройства СВЧ и антенны: Учебник для вузов / Под ред. Д.И.Воскресенского,–3-е изд-е. – М.: Радиотехника, 2008. – 344 с. 194 ОБУХОВЕЦ ВИКТОР АЛЕКСАНДРОВИЧ САВЕЛЬЕВ ВЛАДИМИР ВАСИЛЬЕВИЧ СЕМЕНИХИН АНДРЕЙ ИЛЛАРИОНОВИЧ ЮХАНОВ ЮРИЙ ВЛАДИМИРОВИЧ ПЕТРЕНКО ВАЛЕРИЙ ВАСИЛЬЕВИЧ КАСЬЯНОВ АЛЕКСАНДР ОЛЕГОВИЧ Лабораторный практикум по антеннам и устройствам СВЧ Для студентов всех форм обучения Учебное пособие Ответственный за выпуск Савельев В.В. Редактор Селезнёва Н.И. Корректор Надточий З.И. ЛР№020565 от 23.06.1997 г. Пописано к печати ___________ Формат 6060х841/16 Бумага офсетная Печать офсетная. Усл. п.л. – 12,0 Уч.-изд. л. – 11,8 Заказ № Тираж 100 экз. «С» Издательство ЮФУ. ГСП 17А, Таганрог, Некрасовский, 44 Типография ЮФУ. ГСП 17А, Таганрог, Некрасовский, 44 195 В.А. Обуховец, В.В. Савельев, А.И. Семенихин, Ю.В. Юханов, В.В. Петренко, А.О. Касьянов Лабораторный практикум по антеннам и устройствам СВЧ 196
