Структуры динамических нагрузок на полевых
реклама
Реализация СВЧ ОУ в ограниченном БиКМОП базисе Крутчинский С.Г. Жебрун Е.А. МНТЦ "МикАн", Таганрогский технологический институт Южного Федерального Университета jackjk@mail.ru Исходные предпосылки K0 S g н g i h22 оэ S / h11 об – крутизна биполярного транзистора; gi – проводимость сток-исток полевого транзистора; h11 об , h22 оэ – входное сопротивление и выходная проводимость биполярного транзистора; g í – проводимость нагрузки каскада. K ( p) K0 1 pK 0 в в (ccb c ds cdg ) / S - эквивалентная постоянная времени; ccb , cds , cdg - межэлементные ёмкости транзисторов. Зависимость выходного сопротивления транзисторов от режима работы • Полевые транзисторы значительно уступают биполярным по выходному сопротивлению • Для увеличения коэффициента усиления ОУ и уменьшения «электрической» длины во входных дифференциальных каскада, как правило, применяются динамические нагрузки на базе транзисторов с противоположным типом электронной проводимости • Увеличение крутизны биполярного транзистора за счет увеличения потребляемого тока приводит к увеличению коэффициента усиления. • Динамические нагрузки на полевых транзисторах уменьшают диапазон рабочих частот Структуры динамических нагрузок на полевых транзисторах VT1 VT3 VT2 Узел А S Узел C VT4 Узел В + gi gi3 / 4 + K gi 3 S K gi 4 S K S4 VT2 g K i3 4 S VT1 Динамическая нагрузка "двойной каскод" Узел А VT5 VT3 Узел C S K VT6 Узел А S Узел В Динамическая нагрузка "тройной каскод" S K S6 VT3 VT5 S5 6 Узел А в S5 6 (C6 C5 ) K ( p) (C3 C2 ) S gKi 2 S gKi1 S gKi 3 S SK1 S SK3 S S K S5 gi 4 1 S1 3 g i g i 2 / 13 Узел C VT4 K gi 4 1 VT2 VT1 K gi 6 S13 + VT4 K gi 5 gi 2 в Динамическая нагрузка с дополнительным компенсирующим усилителем g i g i 4 / 5 6 VT2 K Узел В + VT1 S gKi 2 S gKi1 S gKi 3 S SK1 S SK3 Узел C VT3 1 1 в (C3 g i 4 C4 g i 3 ) (C3 C4 ) S S4 S g i g i 2 / 13 Узел В Динамическая нагрузка с компенсацией Ri и дополнительным истоковым повторителем p C3 g i 3 1 S4 1 g i 4 h22 g н 1 S 4 g i 3 p C3 S 4 1 K gi 2 S13 в 1 S1 3 (C3 C2 ) Взаимная компенсация Cк К03 К02 + К01 CП Взаимная компенсация влияния Сп и Ск на частотные характеристики усилителя введение Ск при выполнении S C вП С П 1 К 22 К 03 С к С П (1 К 02 К 03 ) Ск С П К 02 К 03 1 S C вк Выбор оптимальной Ск исключает влияние Ск и СП . Ск С к С П (1 К 02 К 03 ) СВЧ ОУ на компонентах техпроцесса SGB25VD +2,5V VT1 VT3 VT7 Cк VT8 VT2 VT4 OUT VT6 VT5 In2 In1 V11 VT12 I0 VT9 VT10 Rэ -2,5V АЧХ простейшего ОУ ФЧХ простейшего ОУ Принципиальная схема простейшего однокаскадного СВЧ ОУ Диапазон выходных напряжения ОУ Временная характеристика СВЧ ОУ Сравнение СВЧ ОУ с различными нагрузками Результаты моделирования СВЧ ОУ с различными нагрузками в режиме малых токов параметр Kоссн дБ fгр_оссн МГц Кд дБ fгр МГц f1 ГГц υфронта+ кВ/мкс υфронтакВ/мкс Uвых.max+ В Uвых.minВ Eсм мВ Iк мА "двойной каскод" 96 135.8 60 13.28 5.66 6.24 1.51 2.1 -2.23 0.5 0.2 "тройной каскод" 86 3357 66 7.42 5.17 11.2 1.79 1.67 -2.14 -0.23 0.2 с доп. компенс. усилителем 82 2957 61 12.38 5.68 18 1.87 1.5 -2.23 -0.13 0.2 с компенс. Ri и доп. истоковым повторителем 108 50.42 58 17.96 4.07 13.01 1.87 1.54 -2.23 3.89 0.2 идеальная нагрузка 51 - 63 12.4 6.86 4.87 1.27 3 -2.23 -0.34 0.2 Аналог IHP 58 29.5 30 88.91 3 1.7 0.7 1.6 -1.2 4.1 0.2 схема ОУ с динамической нагрузкой Результаты моделирования при оптимальных токах биполярных транзисторов параметр схема ОУ с динамической нагрузкой Kоссн дБ fгр_оссн МГц Кд дБ fгр МГц f1 ГГц υфронта+ кВ/мкс υфронтакВ/мкс Uвых.max+ В Uвых.minВ Eсм мВ Iк мА "двойной каскод" 95 0.53 58 83.7 18.8 18.7 5.99 1.77 -2.23 -0.014 1 "тройной каскод" 82 0.6 60 56.41 15.84 14.7 7.5 1 -2.23 -0.9 1 с доп. компенс. усилителем 99 146.4 59 77.21 18.4 41.6 8.68 1 -2.23 1.49 1 с компенс. Ri и доп. истоковым повторителем 101 593.7 56 107.8 14.2 29.45 8.87 1.16 -2.23 2.97 1 идеальная нагрузка 58 - 56 121.7 25.02 25.1 6.07 3 -2.23 2.84 1 Аналог IHP 57 3359 36 247.5 17.5 7.97 5.15 1.6 -1.6 18.4 1 Инструментальный усилитель на основе СВЧ ОУ K0 1 2 R / r U äð K0 ( Eñì 2 Eñì 1 ) 2 Eñì 3 2 K ñí min K 0 ( K î ññí 2 K î ññí 1 ) K î ññí 3 Инструментальный усилитель с двухканальной структурой на базе трех ОУ АЧХ инструментального усилителя Кд дБ 26 fгр_д МГц 767 Ксн fгр_сф Uдр дБ КГц мВ -108 219 -1,85 Коэффициент подавления синфазного сигнала инструментального усилителя Основные выводы Полученные результаты позволяют сделать ряд важных выводов: Цепи собственной компенсации малосигнальных параметров транзисторов увеличивают достижимый коэффициент усиления ОУ при низкой параметрической чувствительности и сохранении неизменной граничной частоты Цепь взаимной компенсации влияния паразитных емкостей активных элементов не только расширяет диапазон рабочих частот ОУ, но и позволяет сохранить необходимый запас устойчивости по фазе ; Равенство вкладов биполярных транзисторов с гетеропереходом и МОП транзисторов в достижимые ОУ параметры позволяет существенно расширить область применения компонентно-ограниченного БиКМОП базиса в сложнофункциональных блоках современных микропроцессорных систем При создании масштабных или инструментальных усилителей, когда требуемая глубина обратной связи оказывается неизменной, можно за счет увеличения корректирующей емкости в несколько раз увеличить граничную частоту ОУ при сохранении необходимого запаса устойчивости по фазе ;
