Модулятор с подавлением постоянной составляющей сигнала

Модулятор с подавлением постоянной составляющей сигнала.
Принципиальная схема модулятора, предназначенного для преобразования
аналогового сигнала в последовательность импульсов постоянной амплитуды и с
переменной длительностью, представлена на рис. 4.12.
Закон изменения длительности импульсов определяется законом
изменения входного сигнала, подаваемого на затвор полевого транзистора через
конденсатор С2. На элементах D1.1 и D1.2 выполнен генератор прямоугольных
импульсов со скважностью 2. Частота следования импульсов генератора около 50
кГц. Сопротивление R1 и диод VD1 служат для получения “меандра”, то есть для
выравнивания времен заряда и разряда конденсатора С1.
Импульсная последовательность с выхода генератора (элементы D1.1,
D1.2) в прямом виде поступает на запускающий вход модулирующего
одновибратора, выполненного на элементах D2.1, D2.3, а в инверсном виде - на
вход схемы приращения на элементе D2.2. Изменение длительности импульсов,
то есть модуляция входного сигнала, осуществляется за счет динамического
сопротивления канала исток-сток полевого транзистора VT1. Сопротивление
канала исток-сток данного транзистора зависит от напряжения смещения,
подаваемого на его затвор. Причем, при прямом смещении на затворе
(относительно стока на затворе и на истоке положительные потенциалы)
сопротивление канала может изменяться в пределах 0.5- 300 кОм в диапазоне
напряжений смещения от нуля до трех вольт. Транзисторы КП103Ж имеют
крутизну изменения сопротивления около 1 кОм/мВ при начальном смещении 1.8 2.2 В. При приращениях напряжения 0.15...0.2 В крутизна изменения
сопротивления Sr практически линейна.
Известно, что длительность импульса, вырабатываемого одновибратором
определяется как
tи = RC ln (U1/Uпор),
(4.1)
где R- действующее сопротивление участка исток-сток транзистора VT1 с учетом
сопротивления R3 (рис. 4.12 ); С- емкость конденсатора С2; U1- напряжение на
выходе элемента в состоянии логической единицы и Uпор- пороговое напряжение,
по достижении которого на входе, логический элемент переходит в инверсное,
относительно исходного, состояние. С учетом крутизны изменения сопротивления
Sr длительность импульса tи(uc) можно представить в виде
tи(uc) = (Uсм + Uc) Sr C ln(U1/Uпор)=
=SrC (Uсм + Um Sint) ln(U1/Uпор),
(4.2)
где Um - амплитуда входного гармонического сигнала;  - частота модулирующего
сигнала; Uсм - напряжение смещения.
Сопротивление R3 служит для выравнивания крутизны Sr при больших
значения сопротивления канала транзистора, а также с его помощью можно в
значительных
пределах
изменить
чувствительность
модулятора.
При
использовании полевых транзисторов типа КП103 с соответствующими
буквенными обозначениями, экспериментально полученная максимальная
чувствительность 140 мВ, минимальная чувствительность - 320 мВ.
С целью значительного уменьшения тока потребления каскадами усиления
мощности в режиме покоя (то есть когда входной сигнал отсутствует), в
модуляторе реализован принцип подавления постоянной составляющей
модулированного сигнала, для чего формирование модулированных импульсов от
положительной
и отрицательной полярности
модулирующего
сигнала
осуществляется по двум каналам. Выходные сигналы положительной полярности
формируются последовательностью Q1, отрицательные Q2. Сигнал Q2
(инвертированный Q1) служит для улучшения эксплуатационных свойств
модулятора и для автоматической установки длительности импульсов в режиме
покоя. Подавление постоянной составляющей осуществляется за счет выделения
из модулированных по длительности импульсов приращений, свойственных
только выбранному каналу.
Временные диаграммы, иллюстрирующие принцип работы модулятора с
подавлением постоянной составляющей, представлены на рис. 4.13.
Из временных диаграмм очевидно, что для полного подавления постоянной
составляющей требуется практически полное соответствие последовательностей
импульсов на входе и на выходе модулирующего одновибратора. Однако, если
учесть (4.1), определяющую длительность импульсов на выходе одновибратора,
фронты импульсов, выше упомянутых импульсных последовательностей,
когерентны только в "точках" запуска, а внутри цикла генерации могут иметь
произвольную временную ориентацию. Причем, нарушение когерентности
фронтов импульсов (в отсутствии модулирующего сигнала) вызовет появление
сигналов отклика на выходе соответствующего канала. Так, например, смещение
фронта импульса вправо (т.е. импульс стал короче) приводит к появлению
отрицательных перепадов
в канале Q1, что в свою очередь приводит к
частичному разряду конденсатора С3 через резистор R6 и диод VD3, и снижению
напряжения смещения на затворе транзистора VT1. Уменьшение напряжения
смещения приводит к уменьшению сопротивления канала транзистора и
частичному увеличению длительности импульса и т.д.
Постоянная времени  =С3R5 =С3R6 выбирается по критериям определения
постоянной времени схем автоматической регулировки усиления (АРУ).
Экспериментальные исследования показывают, что  должно быть более
100 мсек. В случае использования источника сигнала с малым входным
импедансом необходимо учитывать влияние цепи R4C2Р, выполняющей роль цепи
развязки, где сопротивление R4 определяет значение входного сопротивления
модулятора. При использовании в схеме модулятора интегральных схем КМОП
структуры, потребляемая им мощность не превышает 0.2 мВт. Уровни выходных
сигналов определяются значением напряжения питания, при этом амплитуда
выходного напряжения не достигает значения напряжения питания, если нагрузка
имеет чисто активный характер.
Выходная цепь (рис.4.14) подключается к точкам Q1 и Q2 модулятора. Для
измерения выходного сигнала с помощью измерительных приборов с общим
"заземлением" необходимо иметь источник питания модулятора, не имеющего
заземления.
При напряжении источника питания Еп= 2.8 В; ток потребляемый от
источника питания Iп = 65 мкА; частота следования высокочастотной импульсной
последовательности f=50 кГц; индуктивность фильтра НЧ Lф=50 мГн; емкость
фильтра Сф= 0.1 мкФ; сопротивление нагрузки Rн=2 кОм.
На рис.4.15 приведены зависимости Uвых=f(Uвх) для двух значений
сопротивления R3, ограничивающего предельное
сопротивление канала
модулирующего транзистора VT1 (см.рис.4.12).
Номиналы резистора R3 могут быть различными в зависимости от
используемого в схеме транзистора VT1. Как следует из рис.4.15, увеличение R3
может привести к значительному росту чувствительности модулятора, однако его
характеристика при этом имеет нелинейный характер. Чрезмерное увеличение R3
приводит также к перемодуляции, вызывающей большие нелинейные искажения
выходного сигнала. Номинальное значение Uвх находится в пределах 100 –150 мВ.
Увеличение входного напряжения выше указанных значений не приводит к
заметному увеличению Uвых, хотя может наблюдаться рост уровня нелинейных
искажений. Следует отметить, что при использовании этого модулятора в
аппаратах индивидуального пользования, свойство нелинейной зависимости
Uвых=f(Uвх) может оказать положительную услугу, как ограничитель амплитуды при
больших входных сигналах.
Когда отсутствует входной сигнал, на выходе модулятора также должны
отсутствовать импульсы генератора, что обеспечивается симметричностью
импульсов на выходе элемента D1.3 и генератора (в точке 4, рис. 4.12), то есть
параметры емкости С2 и сопротивление участка сток-исток полевого транзистора
должны обеспечить такую постоянную времени m, при которой ждущий
мультивибратор, выполненный на элементах D2.1 и D1.3, должен вырабатывать
меандр. Поскольку емкость конденсатора С2 не поддается регулировке, подбор m
осуществляется путем изменения смещения на затворе VT1, при котором
происходит изменение сопротивления канала сток-исток полевого транзистора.
"Жесткая" установка режима работы транзистора снижает температурную и
параметрическую стабильность m (при замене транзистора и т.д.), поэтому, с
целью повышения стабильности параметров модулятора, в нем предусмотрена
автоматическая установка напряжения смещения на затворе VT1 с помощью
цепей обратной связи, состоящих из R5, R6, C3, VD2, VD3 и инвертора D1.6.
Принцип работы этой цепи аналогичен принципу работы цепей автоматической
регулировки усиления (АРУ), применяемых в радиоэлектронной аппаратуре.
Путем подбора номиналов элементов цепей обратной связи, можно
получить оптимальные характеристики модулятора. Отметим, что увеличение
постоянной времени (m =R5C3=R6C3) улучшает линейность модуляционной
характеристики модулятора, однако, при этом снижается чувствительность схемы
к продуктам несимметричности импульсов модулятора в отсутствии входного
сигнала. Зависимости выходного напряжения модулятора для двух значений Uвх
при Fн=1 кГц приведены на рис. 4.16. Уменьшение Uвых при малых значениях m
объясняется влиянием отрицательной обратной связи, причем, как и при любой
другой отрицательной обратной связи, коэффициент передачи схемы
уменьшается.
Как следует из рис. 4.16, с уменьшением уровня входного сигнала
зависимость Uвых от постоянной времени цепи обратной связи становится слабее,
так как импульсы "ошибки", появляющиеся на выходе модулятора в режиме покоя,
становятся соизмеримыми по длительности с импульсами, появляющимися в
результате модуляции низкими уровнями входного сигнала.
Наиболее оптимальным при использовании ИМС серии К564, К561
является постоянная времени m более 50 мс и менее 100 мс. Оптимальное
значение постоянной времени, в каждом конкретном случае, определяется
индивидуальными особенностями усилителя и его назначением и выбирается при
практической реализации модулятора.
На рис. 4.17 приведены зависимости
Uвых от частоты звукового сигнала Fн при двух значениях m.