Рисунок 2

ЛЕКЦИЯ 1
1 Магнитные свойства материалов
Все вещества в природе можно считать магнетиками, так как они
обладают определёнными магнитными свойствами и соответствующим
образом взаимодействуют с внешним магнитным полем.
По магнитным свойствам все материалы подразделяются на:
–диамагнетики;
–парамагнетики;
–ферромагнетики;
–антиферромагнетики;
–ферримагнетики.
Магнитные свойства различных веществ, характеризуемые значением
относительной магнитной проницаемости μ, зависят от строения атомов и
кристаллов твёрдых тел.
Магнетики классифицируются по магнитной восприимчивости КМ=I/Н,
где I –намагниченность.
К диамагнетикам относятся все инертные газы, водород, азот, хлор,
амиак и др., ряд металлов (цинк, золото, ртуть и др.). Не металлы
(кремний, фосфор, сера ), а также дерево, мрамор, стекло, воск, нефть, вода
и многие другие вещества.
Внешне диамагнетики проявляются тем, что выталкиваются из
неоднородного магнитного поля.
Как известно, атом состоит из ядра и электронов, вращающихся вокруг
ядра по орбитам (рис.1).
Круговой ток создаёт магнитный момент (А·м2) определяемый
формулой
m=i·S,
где S –площадь обтекаемая током.
Кроме того электрон вращается вокруг своей оси. Это свойство
называется спином электрона. Спин электрона, эквивалентен круговому
току, обуславливает спиновый магнитный момент.
Орбитальный
магнитный момент
Спиновый
магнитный момент
Орбита
+
Рисунок 1.
Диамагнитный эффект является результатом воздействия внешнего
магнитного поля на молекулярные токи и проявляется в том, что возникает
магнитный момент направленный в сторону, обратную внешнему полю,
I
H
, µ<1.
Следовательно диамагнитная восприимчивость отрицательна
и очень мала (КМ≈-10-5).
Диамагнетизм существует во всех веществах независимо от структуры
их атомов и видов связи. В чистом виде диамагнетизм проявляется только
в тех веществах (диамагнетиках) в которых имеет место полная взаимная
компенсация как орбитальных, так и спиновых магнитных моментов.
Парамагнетизм.
При действии внешнего поля на парамагнетики, возникают силы,
которые ориентируют магнитные моменты атомов, в результате у
парамагнетиков общая намагниченность совпадает с направлением
внешнего поля.
Магнитная восприимчивость (КМ) положительна, поэтому µ>1.
Парамагнетиками являются магний, алюминий, хром, марганец и др.
H
I
µ>1, КМ>0.
Для большинства парамагнетиков КМ сильно зависит от температуры.
Ферромагнетики –это сильномагнитные вещества, у которых
относительная магнитная проницаемость µ>>1 может достигать десятков и
даже сотен тысяч. Такими свойствами обладают: железо, никель, кобальт
их соединения и сплавы.
Кристаллы ферромагнитных веществ состоят из отдельных
намагниченных областей называемых доменами и имеющих размеры 102
÷10-3 см. В каждом домене магнитные поля атомов расположены в
определённом порядке, т.е. имеют одинаковые направления.
В не намагниченном теле магнитные поля доменов имеют различные
направления (рис. 2а).
H 0
H=0
аа)
Aб)
Рисунок 2.
При сильном внешнем магнитном поле, магнитные поля всех доменов
принимают одинаковое направление (рис. 2б ).
Чем сильнее внешнее поле, тем более строгое направление имеют
магнитные поля доменов и увеличивается намагниченность.
Дальнейшее увеличение намагниченности становится невозможным.
Такое состояние ферромагнитного тела называется магнитным
насыщением. Магнитная восприимчивость КМ ферромагнетиков имеет
очень большое положительное значение и существенно зависит от
напряжённости магнитного поля и температуры.
Антиферромагнитный эффект характеризуется наличием
антиферромагнитного атомного порядка, заключающегося в том, что в
отсутствии внешнего магнитного поля магнитные моменты одинаковых
соседних атомов в следствии взаимодействия ориентированы
антипаралельно, так что результирующие магнитные моменты равны
нулю.
При воздействии внешнего поля магнитные моменты стремятся
установится вдоль него (КМ>0 ).
К антиферромагнетикам относятся окислы, хлориды, фториды,
сульфиды и др.
Ферримагнитные материалы –ферриты, состоят из окислов
металлов их часто называют неметаллическими ферромагнетиками (Fe2O3
).
При температуре называемой точкой Кюри  , энергия теплового
движения становится достаточной для того, чтобы вещество утратило
ферромагнитные свойства, превращаясь в парамагнетик.
К неметаллическим ферромагнетикам также относятся:
NiO·Fe2O3 –никелевый;
MnO·Fe2O3 –марганцевый;
ZnO·Fe2O3 –цинковый.
2 Кривые намагничивания ферромагнетиков
Основной характеристикой магнитного материала является кривая
намагничивания, под которой понимают зависимость магнитной
индукции В от напряженности магнитного поля Н (рис. 3). Кривую В(Н)
можно условно разбить на четыре области.
B
B(H)
BS
3
4
2
0
1
Hб
HS
H
Рисунок 3 -Кривая намагничивания ферромагнетиков
HO
В области начального намагничивания 1, соответствующей слабым
магнитным полям, магнитная проницаемость постоянна µ=const, B=
µo·µ·H.
Область наибольших проницаемостей 2, характеризуется быстрым
возрастанием намагниченности, кривая круто поднимается, растёт объём
доменов, вектор магнитных моментов составляет небольшой угол с
направлением напряжённости внешнего магнитного поля.
Область приближения к насыщению 3, характеризуется поворотом
магнитных моментов практически всех доменов в направлении
напряжённости поля.
Напряжённость HS при которой происходит насыщение, называют
напряжённостью поля насыщения.
В области 4 ориентировка векторов намагниченности областей в
направлении напряжённости внешнего поля закончена.
Процессы намагничивания могут быть обратимыми и необратимыми.
В первом случае небольшая доля энергии, участвующей в процессе
намагничивания, рассеивается в виде тепла, и после восстановления
исходного значения напряжённости внешнего магнитного поля,
намагниченность обретает первоначальные значения.
При необратимых процессах намагничивания, большая часть тепла
рассеивается в виде тепла, и после восстановления исходного состояния Н,
намагниченность ферромагнетика не возвращается к первоначальному
значению. Поэтому для восстановления исходного магнитного состояния
необходимо затратить дополнительную энергию.
3 Основные статические параметры сердечников.
– Br –остаточная магнитная индукция в предварительна намагниченном
до
насыщения образце при напряжённости Н=0;
– Нс –коэрциативная сила, это напряжённость магнитного поля Н,
необходимая для доведения до нуля (В) в образце,
предварительно
намагниченном до насыщения;
– µ –магнитная проницаемость показывает способность материала
намагничиваться в магнитных полях той или иной величины;
Для статических характеристик магнитного материала наиболее часто
используют магнитную проницаемость µа, называемую абсолютной –
a 
B
;
H
B
;
O H
–
относительная –  
–
дифференциальная –  d 
–
импульсная проницаемость –  u 
–
начальная проницаемость –  нач  Hlim
0
–
максимальная проницаемость –  max 
dB
;
 O dH
B
;
 O Hu
B
 tg нач ;
O H
B max
 tg max
 O H max
ЛЕКЦИЯ 2
Магнитные материалы
Магнитные материалами называются материал, применяемый в
технике с учетом его магнитных свойств.
Магнитные материалы можно условно разделить на магнитотвердые
(Нс≈800кА/м) и магнитомягкие (Нс≈0,4А/м), которые отличаются друг от
друга 2∙106 раз.
Магнитотвердые материалы используют для изготовления постоянных магнитов. Они имеют
широкую петлю гистерезиса с большой коэрциативной силой Нс.
Магнитомягкие материалы для изготовления элементов электромагнитной техники.
Магнитомягкие можно подразделить на 4 группы:
-технически чистое железо (низкоуглеродистая электротехническая сталь). Оно дешевое хорошо
штампуется и обрабатывается на станках, обладает высокими магнитными свойствами в постоянных
полях.
Основной недостаток: малое значение удельного электрического сопротивления. В переменных
полях железо применять не целесообразно в виду больших потерь на вихревые токи.
-электротехнические стали представляют собой твердый раствор кремния в железе. В них большое
значение удельного электрического сопротивления и высокие магнитные свойства.
Основной недостаток: повышенная твердость и хрупкость, а также пониженные по сравнению с
железом значение индукции насыщения В S.
Электротехнические стали по сравнению с другими магнитными материалами находят наивысшее
применение для изготовления магнитопроводов электрических машин, трансформаторов, дросселей и др.
устройств рассчитанных на работу при частоте до 400-500Гц, иногда в постоянных полях и при
повышенных частотах (до 10кГц).
Электрические стали выпускаются в соответствии с двумя стандартами:
- ГОСТ 802-58 “Сталь электротехническая тонколистовая ”;
- ГОСТ 9925-61 “Лента холоднокатанная рулонная из электротехнической стали ”.
Марка этой стали состоит из буквы “Э” и следующих за ней цифр.
-первая цифра –степень лигирования стали кремнием (1-слаболигированная, 2-среднелигированная,
3-повышенного лигированния, 4-высоколигированная ).
За счет кремния увеличивается электрическое сопротивление материала, следовательно,
уменьшаются потери на вихревые токи, снижается коэрциативая сила и повышается магнитная
проницаемость.
-вторая цифра 1-8 –означает свойства стали при определенных условиях эксплуатации (магнитное
поле в частоте ).
После второй цифры может стоять нуль (текстуированная сталь) или два нуля (малотекстуированная
сталь ).
Пермалои –это сплавы железа с никелем или железа с кобальтом и никелем, обычно лигированные
молибденом, хромом и др. элементами.
Основные преимущества пермалоев очень высокие значения магнитной проницаемости в слабых
полях и малая величина коэрцитивной силы.
Недостатки –чувствительность к механическим повреждениям, пониженное значение индукции
насыщения и высокая стоимость.
Пермалои применяют для изготовления магнитных элементов радиотехнических устройств,
работающих в слабых постоянных и переменных полях с частотой до нескольких десятков кГ, а для
сверх тонкого проката и до более высоких частот.
В соответствии с ГОСТ 10160-62 “Сплавы железоникелевые свысокой магнитных проницаемостью”,
существуют 9 марок сплавов, разделенных на 4 группы:
-45Н, 50Н;
-50НП, 65НП, 34НКМП;
-50НХС;
-79НМ, 80НХМ, 76НХД
Сплавы изготавливаются в виде холоднокатанных лент толщиной 0,02-2,5мм, горячекатанных
листов, горячекатанных и кованных прутков.
Ширина ленты составляет 30-100мм –для самых тонких и 100-250мм –для самых толстых.
Характеристика сплавов.
Например: Сплав 45Н обладает повышенной магнитной проницаемостью и высоким значением
индукции насыщения (до 1,5Т).
Сплав 50Н имеет еще более повышенные магнитные свойства и большую стоимость.
Сплав 50НХС имеет высокое удельное электрическое сопротивление, рекомендуется для
сердечников импульсных трансформаторов и аппаратуры связи и т.д.
Магнитомягкие ферриты представляют собой твердый раствор ферромагнитного и
неферромагнитного ферритов. Наибольшее применение имеют марганеццинковые (низкочастотные) и
никелевые (высокочастотные) ферриты.
Удельное сопротивление ферритов в 106-10-13 раз больше удельного сопротивления металлических
материалов, а потери на вихревые токи соответственно меньше. Это позволяет использовать ферриты
при изготовлении изделий предназначенных для работы в областях звуковых и радиочастот.
К недостаткам ферритов следует отнести низкие значения индукции насыщения, сравнительно
малые величины магнитной проницаемости, большую зависимость магнитных свойств от температуры,
значительные хрупкость и твердость.
Применение магнитомягких ферритов для получения изделий рассчитанных на работу в постоянных
полях или при промышленной частоте, не целесообразно.
Характеристика основных магнитных величин.
Магнитное поле как и электрическое поле, является одним из видов материи. Оно возникает при
движении электрически заряженных частиц вещества и вокруг проводников с током. Магнитное поле
обладает энергией, которая называется энергия магнитного поля.
Проводник с током помещенный в магнитное поле испытывает действие последнего. Под действием
сил магнитного поля проводник с током может перемещаться. Таким образом ток в проводе и магнитное
поле вокруг него неразрывно связанные явления.
Магнитная индукция.
Интенсивность магнитного поля в каждой его точке характеризуется магнитной индукцией (В).
Магнитная индукция в какой-либо точке поля вокруг провода с током зависит от величины тока, формы
провода, расстояния точки от провода, от свойств среды в которой создается магнитное поле.
На основании опытного закона Био и Совара-Лапласа всякий элемент провода длиной dl с током I
создает в точке А на расстоянии r от элемента магнитное поле, индукция которого
dB 
 a I  dl  sin 

4
r2
Таким образом, индукция dB прямо пропорциональна длине элемента dl, величине тока I, и синуса
угла α между направлением тока и радиусом вектора, соединяющим данный элемент с точкой поля, и
обратно пропорциональна квадрату длины радиуса (рис. 1).
μа - абсолютная магнитная проницаемость среды, учитывает влияние окружающей среды на величину
магнитной индукции.
S
idl
I
ir
A
JdB
Рисунок 1.
Вектор dB направлен перпендикулярно плоскости S, в которой расположен радиус вектора r и
элемент dl (по правилу буравчика).
Если изменить направление тока в проводе, то изменится направление вектора dB. Поскольку провод
с током имеет различную форму, то вектор магнитной индукции в любой точке поля равен

геометрической сумме элементарных векторов dB, созданных в этой точке током B  dB .
Магнитная проницаемость
Она зависит от свойств среды в которой создается магнитное поле. Для того чтобы получить
представление о магнитных свойствах среды, нужно сравнить магнитное поле вокруг провода с током в
данной среде с магнитным полем вокруг того же провода, но находящегося в вакууме.
Материалы или среды, в которых поле получается сильнее чем в вакууме, называются
парамагнитными, а слабея – диамагнитными.
Абсолютная магнитная проницаемость вакуума называется магнитной постоянной μ0.
 0  4 10 7 Oм·сек/м
Единицу ( Ом·сек ) называют генри ( единица индукции Гн ).
 0  4 10 7  125 10 8 Гн/м
Отношение абсолютной магнитной проницаемости какого-либо вещества к магнитной постоянной
называется магнитной проницаемостью вещества μ.

a
0
Для диамагнитных веществ μ<1, для парамагнитных μ>1. К диамагнитным веществам относятся,
например, медь, у которой μ=0,999995, к парамагнитным, например, воздух, у которого μ=1,0000031.
Для расчетов магнитная проницаемость диамагнетических и парамагнетических тел принимается
равной 1.
Для ферромагнитных материалов магнитная проницаемость достигает десятков тысяч.
Магнитный поток
Магнитный поток (Ф) через площадку, перпендикулярную вектору магнитной индукции, в
однородном поле равен произведению Ф=В·S.
90
Вн

B
S
Рисунок 2.
В системе СИ магнитный поток Ф обозначается (вб).
Ф  B·S  B·ссе
·м 2  B·ссе  вб
2
м
Если вектор магнитной индукции образует с нормалью площади угол β, то для определения потока
необходимо найти составляющую вектора магнитной индукции Вн нормальную к поверхности
площадки
Bн  B  cos  , тогда Ф  Вн  S .
Для неоднородного поля
dФ  Вн  dS , а поток через площадку S конечных размеров
Ф   Вн  dS .
S
Напряженность магнитного поля.
Напряженность магнитного поля Н в однородной среде не зависит от магнитных свойств вещества, в
которой создается поле, но учитывает влияние величины тока и формы проводников на интенсивность
магнитного поля в данной точке.
Магнитная индукция В и Н связаны между собой соотношением
B  a  H    a  H


H    B  
 a 
B·ссе
A
·м 
М
м ·OмOм·с
2
Напряженность поля Н, как и В – векторная величина dH 
I  dl  sin 
.
4  r 2
Магнитное напряжение.
При расчете магнитного поля применяется понятие магнитного напряжения (Uм).
Если напряженность магнитного поля одинакова во всех точках данной магнитной линии, то
магнитное напряжение между двумя точками этой магнитной линии равно произведению Uм= Н·l, где l
– участок магнитной линии.
Н
Il
Рисунок 3.
Для неоднородного магнитного поля (рис. 3).
U м   H l  dl
l
U м   H l  
A
М  A
М
Магнитное напряжение вычисленное по замкнутому контуру. Называется намагничивающей силой
(н.с.) или магнитнодвижущей силой (м.д.с.) обозначается (F).
F   H l dl
F  I A , где  -количество витков катушки.
Индуктивность.
L   / I Гн, где   Ф   -потокосцепление контура, по которому течет ток.
Основные физические законы, используемые для расчета магнитных цепей.
1.
Закон электромагнитной индукции, согласно которому при всяком изменении магнитного
потока Ф сердечника в его обмотке индуктируеся э.д.с. l, величина которой
прямопропорциональна скорости изменения магнитного потока и числу витков обмотки.
l  
2.
dФ
dt
Закон полного тока.
Если на сердечнике имеется несколько обмоток с токами (рис. 4) то результирующая напряженность
поля H 
1
i11  i2 2      in n  .
l
i1
ci2
w1
iw2
w3
Рисунок 4.
ii3
3.
-
Законы Киргофа для магнитной цепи.
Первый закон – основан на принципе неприрывности – алгебраическая сумма магнитных потоков в
любом узле магнитной цепи равна нулю.
n
Ф1  Ф2      Фn   Фi  0
i 0
-
Второй закон: алгебраическая сумма намагничивающих сил в замкнутом контуре магнитной цепи
равна алгебраической сумме падений магнитного напряжения в том же контуре.
l2
l1
l3
Рисунок 5.
i
U
U
U
К 1
К 1
К 1
 FК  U МК   H К  l К , где Uмк=Нк·lк – магнитное напряжение для каждого участка кольцевого
сердечника; lк – участок средней магнитной линии.
4.
Закон Ома для магнитной цепи.
Магнитный поток отличается свойством непрерывности и принимает одинаковые значения для всех
участков магнитной цепи.
Ф1=Ф2= Ф3=…= Фк= Ф.
Для любого к-го участка магнитной цепи можно записать магнитный аналог падения напряжения
FК  H К  l К 
BК  l К
ФК  l К
lК

 RМК , аналог магнитного
, здесь
0   К 0   К  S
0   К  S
сопротивления.
U
Тогда
F  I и RМ   RМК , запишем.
К 1
Ф
F

RМ 1  RМ 2      RМn
I
l1
 0  1  S1
  
ln
0  n  Sn
Bб 
ЛЕКЦИЯ 3
ДРОССЕЛИ
Общие сведения о дросселях
Дросселем называется сердечник с индуктивной катушкой, в которой
накапливается магнитная энергия с целью последующего использования ее
в электрической цепи.
Дроссель представляет собой нелинейный индуктивный элемент. Из-за
нелинейной связи между магнитной индукцией В и напряженностью поля Н
в таком дросселе имеет место нелинейная зависимость между напряжением
на дросселе и током в его обмотке.
Дроссель можно сделать линейным, если он будет работать на
начальном
участке
кривой
намагничивания
или
ввести
зазор
в
магнитопровод.
Рассмотрим кратко устройство дросселя. Основным его элементом
является магнитопровод.
Магнитопроводы разделены на три основные группы (рис. 1):
-
магнитопроводы типа Ш или ШЛ (рис. 1 а, г), для броневых
трансформаторов и дросселей, (Ш – магнитопровод из пластин, ШЛ –
из ленты);
-
магнитопроводы типа П или ПЛ (рис. 1 б, д), для стержневых
трансформаторов и дросселей;
-
магнитопроводы типа О или ОЛ (рис. 1 в), для тороидальных
трансформаторов и дросселей.
б)
а)
в)
г)
д)
Рисунок 1
Основные требования, предъявляемые к магнитным материалам для
дросселей, являются:
- большая магнитная проницаемость;
- высокая индукция насыщения;
- малые потери на гистерезис, высокое электрическое сопротивление;
- невысокая стоимость;
- хорошая механическая обрабатываемость;
- стабильность магнитных характеристик при изменении различных
внешних факторов.
Связь между электрическими и магнитными величинами в
дросселе.
Выведем некоторые соотношения для дросселя, который подключен к
источнику с синусоидальным напряжением
U  U m  cos(t   ),
(1.1)
Мгновенное значение переменного напряжения можно разложить на
две составляющие, из которых одна преодолевает активное сопротивление
r, а
другая уравновешивает Э.Д.С. индуктивности
U  ri  U L  U S  ri  
dФ
di
 LS ,
dt
dt
(1.2)
Второй член можно записать, заменив Ф = В∙S, в виде
U L  S
dB
,
dt
U S  LS
(1.3)
di
 слагающая напряжения,
dt
(1.4)
обусловленная потоком рассеяния
LS  индуктивность рассеяния дросселя.
С учетом (1.3), (1.4) выражение (1.2) можно записать так:
U  ri  LS
di
dB
 S
,
dt
dt
(1.5)
Выражение (1.5) определяет связь между приложенным напряжением и
током, протекающим по обмотке. Эта связь из-за нелинейности кривой
намагничивания сердечника нелинейна и поэтому дифференциальное
уравнение (1.2) не имеет простого решения.
Дадим графическое решение этого уравнения при синусоидальном
напряжении U, пренебрегая активным сопротивлением обмотки и
индуктивностью рассеивания (рис. 2).
Рисунок 2
Построение выполнено для двух значений магнитной индукции B m1 и B m 2 .
Кривые напряженности поля и тока получены проектированием значений
индукции в каждый момент изменения ее от B m1 до B m 2 .
Анализ работы дросселя насыщения без подмагничивания
Дросселем насыщения (ДН) без подмагничивания называется такой
дроссель, по обмоткам которого проходит только переменный ток без
постоянной составляющей тока. Схема простейшего ДН без
подмагничивания приведена на рисунке 1.
Сердечник с обмоткой ω подключен последовательно с нагрузкой RH к
переменному напряжению с частотой f.
Д
Рисунок 1
Предположим, что кривая намагничивания сердечника идеальна, потери в
сердечнике отсутствуют, нагрузка активная, сопротивление провода
обмотки R мало и его можно не учитывать. Будем полагать также, что
p
поток по сечению сердечника распределен равномерно, а рассеяние
отсутствует.
Для мгновенных напряжений в рабочей цепи ДН очевидно
e  U Н  U Д  iР RН   Р SС
dB
dt
U Н  iР RН  падение напряжения на нагрузке;
U Д  Р SС
dB
 падение напряжения на дросселе, противо-ЭДС;
dt
S С  активное сечение магнитопровода;
В – индукция в сердечнике.
Уравнение (1.1) будет справедливо не только для мгновенных значений
напряжений, но и для средних (по модулю) за полупериод. Действительно,
умножив обе части (1.1) на dt, проинтегрировав за полупериод и поделив
на Т , получим
2
E  U  U Д ,
где E 
UН 
(1.2)
Т
2
1
edt  среднее значение напряжения питания;
Т 0
2
Т
2
1
U dt  среднее значение напряжения на нагрузке;
Т 0 Н
2
Т
UД
1 2

U dt  среднее значение напряжения на дросселе.
Т 0 Д
2
Под действием напряжения питания сердечник перемагничивается в
положительный полупериод [(+) (-)] в сторону положительного
насыщения, затем в сторону отрицательного напряжения насыщения при
[(-) (+)].
При перемагничивании благодаря идеальной кривой намагничивания
(ИКН) материала, тока в цепи не будет (при реальной кривой
намагничивания во время перемагничивания сердечника по обмотке будет
протекать небольшой намагничивающий ток i , как в трансформаторе при
холостом ходе.
Так как iР  0, напряжение питания полностью уравновешивается
противо-ЭДС по обмотке дросселя и из уравнения (1.1)
e  U Д  Р SС
dB
,
dt
(1.3)
При синусоидальном напряжении питания
  2f , тогда из (1.3)
e  E m  sin t ,
B(t ) 
Em
sin tdt   Bm cos t ,
Р SС 
(1.4)
где
Bm 
Em
  Р  SС

EД
E

,
4,44  f   Р  S С 4,44  f   Р  S С
(1.5)
Bm  амплитудное значение индукции в сердечнике;
E m , Е Д , Е  амплитудное, действующее и среднее значение напряжения
питания.
При достаточно малом Е, когда B m  B S , сердечник перемагничивается не
достигая насыщения. Поэтому в течение всего полупериода iР  0 и
справедливо (1.3). Следовательно и для средних за полупериод
напряжений U Н  0; U Д  Е.
Как видно из (1.3) при увеличении напряжения питания Е увеличивается
B m . То значение напряжения питания, при котором Bm  B S , а изменение
индукции достигает наибольшего возможного значения B  2 B S , назовем
напряжением насыщения и обозначим Е S . При Bm  B S
Е S  4,44  f   Р  S С  BS  U ДS ,
где U ДS - наибольшее возможное напряжение на дросселе.
При E  E S , Bm  B S и 2 B m  2 B S .
Это значит, что перемагничиваясь, сердечник в момент tS достигает
насыщения, перемагнитившись на B  2 B S .
Отметим, что в процессе перемагничивания при напряжении питания
большем напряжения насыщения, дроссель в течение одной доли
полупериода (от 0 до tS) практически не пропускает ток от источника в
нагрузку (условно «заслонка» дросселя закрыта), а в течение другой доли
полупериода (от tS до Т ), находясь в насыщении, не препятствует
2
протеканию тока («заслонка» дросселя открыта) – этим и объясняется его
название «дроссель насыщения».
Зависимость напряжения и тока на нагрузке и дросселе от напряжения
питания приведен на рис. 3.
Д
Д
Д
Д
Д
Д
а)
б)
Рисунок 3
С ростом частоты напряжения на дросселе повышается пропорционально
частоте тока при частоте насыщения f = fS не станет равным напряжению
питания
U Д ( f S )  4,44   Р  S С  BS  f S  E , откуда
fS 
E
,
4,44   Р  S С  BS
при этом напряжение на нагрузке понижается до нуля (при f = fS), следуя
очевидной зависимости
U Н  Е  U Д  E  4,44   Р  S С  BS  f .
При f > fS сердечник, перемагничиваясь, не достигает насыщения и U Н  0 ,
U Д  Е. Как видно из нагрузочных характеристик, ДН без
подмагничивания может использоваться как датчик (фиксатор) среднего
напряжения или частоты.
Лекция 4
Основные схемы дросселей насыщения и их характеристики
а)
в)
б)
г)
Рисунок 1
В схеме а) нагрузка включена параллельно с дросселем насыщения.
Балластный резистор Rб ограничивает ток источника питания при насыщении
дросселя. Напряжение на нагрузке равно напряжению на дросселе
Uн
=
Uд
(1.1)
и нагрузочная характеристика 1 (рисунок 2) аналогична характеристике
Uд(Е).
При идеальной кривой намагничивания материала сердечника (iμ=0),
когда сердечник перемагничивается, не достигая насыщения, ток в нагрузке
iн 
e
R н  Rб
(1.2)
и напряжение
U н  ін  Rн 
е  Rн
Rн  Rб
(1.3)
Аналогично и для средних значений напряжений
Uн 
Е  Rн
Rн  Rб
(1.4)
Рисунок 2
Когда изменение индукции в сердечнике достигает значения 2ВS,
напряжение на нагрузке станет равным напряжению насыщения –
наибольшему среднему значению противо-ЭДС на обмотке дросселя
насыщения.
U н  Е s  4,44  f  W р  S c  Bs
(1.5)
Из (1.5) очевидно, что равенство Uн = US наступит при напряжении
питания
E
E s ( Rн  Rб )
Rн
(1.6)
Дроссель насыщения по схеме б) имеет две обмотки. Нагрузка
подключена по вторичной обмотке Wн.
Особенности схемы:
1) изменением коэффициента трансформации К Т 
Wн
, удобно согласовывать
Wр
напряжение на нагрузке с источником питания;
2) после насыщения дросселя цепи нагрузки и рабочая оказываются
индуктивно «развязанными»
dB
 0 и напряжение на нагрузке
dt
U н  Wн  S c
dB
0
dt
Поэтому напряжение Uн не превышает значение E Sн  4,44  f  Wн  S c  BS
или приведенного значения E Sн  E S
U н  U н
Wp
Wн
Wр
Wн
 ES .
– приведенное напряжение (характеристика 2, рисунок 2).
Как видно из характеристики (рисунок 2), дроссели насыщения по
схемам рисунка 1 (а, б) могут служить стабилизаторами среднего значения
напряжения, при этом вторая схема обеспечивает лучшую стабилизацию.
Для уменьшения потерь вместо балластного резистора обычно
используют линейный дроссель с большим воздушным зазором.
В схемах (в, г) включен конденсатор. С изменением напряжения
питания в цепи возможен резонанс напряжений при последовательным
соединении, а при параллельном – резонанс токов. Поэтому первую схему
называют дроссель насыщения с феррорезонансом напряжений, а вторую –
дроссель насыщения с феррорезонансом токов. Первая схема может
использоваться как реле тока (при этом нагрузка должна включаться
параллельно дросселю (рисунок 1, г)).
Отметим, что в схемах рисунка 1 (а-г) нагрузка может включаться и на
постоянном токе. Для этого вместо Rн включают соответствующую
диагональ выпрямительного моста, в другую диагональ которого включают
нагрузку.
Лекция 5
Феррорезонансные стабилизаторы напряжения.
Простейший стабилизатор напряжения –это ДН с параллельным включением нагрузки (рис. 1).
Rб
ДН
Wp
iн
Ie,f
Рисунок 1
Стабилизация напряжения начинается с некоторого критического
напряжения Екр=Еs(1+Rб/Rн).
Как видно из этой формулы, Екр тем меньше, чем меньше Rб. Однако
балластный резистор ограничивает ток при насыщении дросселя и нижний
предел его ограничен допустимым током в ДН. Из-за больших потерь в
балластном резисторе такой стабилизатор применяется редко и только на
малые мощности в нагрузке.
Включение
вместо
балластного
резистора
катушки
линейной
индуктивности (Zб≈WLб) несколько улучшает основные показатели
стабилизатора:
уменьшаются
потери,
понижается
критическое
напряжение.
В схеме с феррорезонансом напряжений (рис. 2) балластный резистор
часто не включается, его роль выполняет конденсатор С.
C
ДН
Wp
Rн
iр
Ie,f
Рисунок 2
Хотя эта схема по критическому напряжению и потерям при прочих
равных условиях практически не отличается от схемы без феррорезонанса
(рис. 1), однако после “Вхождения” в режим стабилизации при Е≈Екр схема
обеспечивает стабилизацию напряжения и при Е<Екр. Недостатки схемы в
том, что, во-первых, для начала стабилизации нужно повысить напряжение
питания до критического, во-вторых, возможны кратковременные, менее
полупериода,
резкие
пики
напряжения,
которые
проходят
через
конденсатор в нагрузку, низкий к.п.д. η=0,8, большой ток потребления из
сети.
Iвх=Рвых/(Uвх.min·η∙cosφ), Iвых<<Iвх, коэффициент мощности cosφ=0,7
Наибольшее распространение в качестве стабилизатора напряжения
получила схема ДН с феррорезонансом токов с линейным балластным
дросселем (дросселем с воздушным зазором) (рис. 3).
ДН2
ДН1
Wp
Rн
C
Ie,f
Рисунок 3
В такой схеме стабилизатора с идеальным ДН1 при напряжением
питания ниже критического и WL 
1
:
WC
-при холостом ходе (Rн=∞) возникает резонанс напряжений и ток будет
определятся равенством I=E/RL, где RL –активное сопротивление катушки
индуктивности L.
Обычно RL<<WL, а напряжение на дросселе
Ug  Uн  Uс  I
1

E
WC
RL
Как видно, за счет резонанса напряжения на ДН1 достигает напряжения
насыщения (а на нагрузке – напряжения стабилизации) при напряжении
питания, значительно меньшем значения напряжения насыщения Еs.
Екр(х.х.)=ЕS·RL/ρ;
-при конечном сопротивлении нагрузки, составляя уравнения по
второму закону Кирхгофа и закону Ома
1
1
E  IP Z L  U H , IP  U H (    ) , с учетом того, что Z L  RL  jwL ,
ZC Z H
1
Z C 
, Z H  RH и решая их относительно напряжения на нагрузке,
jwc
находим
Uн≈ERн/ρ, где ρ=WLб –индуктивное балластное сопротивление
Отметим два важных обстоятельства:
1)
все рассмотренные схемы простейших стабилизаторов напряжения на ДН стабилизируют
среднее за полупериод значение;
2)
стабилизированное напряжение питания не остается постоянным.
Изменение напряжения пропорционально напряжению питания.
Схема с созданием компенсационного напряжения на части обмотки Wк
линейного дросселя представлена на рис. 4.
ДН2
ДН1
+
Rн
Wн
-
-
+
-
Wp
L
C
+
+
-
Ie,f
Рисунок 4
Компенсационная обмотка Wк включается последовательно с нагрузочной
обмоткой ДН1 так, что их напряжения оказываются в противофазе
(полярность U на схеме в кружочках) и вычитаются, причем, так как
индуктивность L линейная, компенсационное напряжение оказывается
пропорциональным напряжению питания. Подобрав числа витков
компенсационной обмотки добиваются достаточной стабильности
напряжения на нагрузке.
Точность стабилизации в стабилизаторах составляет ±0,5% (входное
напряжение ±20%), время регулирования составляет три периода.
Кроме того, стабилизаторы ограничивают токи в нагрузке при
перегрузках
и
коротком
замыкании,
обеспечивают
фильтрацию
высокочастотных помех и перекрытие кратковременных перерывов
напряжения питания.
Существенным
недостатком
феррорезонансных
стабилизации
напряжения является большая суммарная мощность всех элементов,
превышающая номинальную мощность в нагрузке в 6-7 раз (отсюда
большие массы и габариты).
Вольт-амперная характеристика простейшего стабилизатора напряжения.
В стабилизаторах напряжения используется пологий участок за коленом
вольт-амперной характеристики катушки с ферромагнитным сердечником
без зазора. На этом участке изменение тока в широких пределах
практически не вызывает изменения напряжения. Если последовательно с
катушкой, работающей в режиме насыщения, Включить линейный
дроссель Др1 с воздушным зазором (рис. 5а), то образуется простейший
стабилизатор. На рис. 5б построены вольт-амперные характеристики цепи
на основе уравнения U=U1+U2.
U(I)
U
Др1
U
К нагрузке
U2
U1(I)
A
UA
Др2
U1
B
UB
U2(I)
U*B'
U*A'
B
'
’
A
Aa)
0
Рисунок 5.
I
Бб)
Изменение действующего значения напряжения сети в указанных на
рис. 5б пределах UA÷UB вызывает незначительные колебания напряжения
U2 на нагрузке UA'÷UB'. Недостатком этой схемы является большой ток в
цепи, в следствии чего габариты обмотки линейного дросселя оказываются
большими. Для уменьшения тока стабилизатора параллельно дросселю
Др2 включают конденсатор С (рис. 6а). Вольт-амперные характеристики
такой цепи строят на основе уравнений Кирхгофа для действующих
значений напряжений и токов: U=U1+U2, I=I1-IC в которые предполагается,
что сопротивление катушек является чисто реактивным; поэтому
коллинеарные векторы напряжений и коллинеарные векторы токов.
I
I
I2(U2)
I(U)
I(U2)
Др1
Др2
U1
U
I(U2)
I(U1)
U2
C
U
0
Aa)
0
U
U2
Ic(U2)
Рисунок 6
бб)
Бв)
U
Сначала строят кривую зависимости общего тока I от напряжения U2 на
разветвлении; для чего суммируют ординаты характеристик I2(U2) и IС(U2),
как показано на рис. 6б. Затем для ряда значений тока I графически
складывают напряжения U1 и U2 (рис. 6в). Изменения напряжения ΔU
относительно номинального значения практически не сказывается на
величине
значения
U2.
В
следствие
компенсирующего
действия
емкостного тока IС результирующий ток стабилизатора оказывается
значительно меньше, чем в схеме (рис. 5а)
Лекция 6
Дроссель насыщения с подмагничиванием.
Принципы построения схем дросселей насыщения с подмагничиванием.
Дросселем насыщения (ДН) с подмагничиванием называется такой дроссель у которого по какойлибо из обмоток протекает постоянный ток.
Схема простейшего ДН с подмагничиванием приведена на рис. 1.
Iн
I H max 
Rн
Iy
-
E
RH
ip=ip
Ey
Wy
Wp
+
Zб
(-)
+
aa)
E,f
(+)
-
Iy
-Iy
0
бб)
Рисунок 1
Дроссель выполнен на ферромагнитном сердечнике и имеет две
обмотки. Одна обмотка Wp включена последовательно с Rн к
переменному напряжению (ЭДС) с частотой f– это рабочая цеп. Другая
обмотка
Wy
включена
последовательно
с
большими
областным
сопротивлением Zб к источнику постоянного напряжения Ey – это цеп
управления по которой осуществляется “подмагничевание” дросселя
постоянным
током.
Наличием
этой
цепи
и
отличает
ДН
с
подмагничиванием от ДН без подмагничиваниям.
Главная особенность ДН с подмагничиванием состоит в том, что
оказывается возможным, изменяя напряжение или ток в цепи управления,
изменять ток и напряжение на нагрузке, т.е. управлять нагрузкой. При
этом малыми токами и малой мощностью в цепи управления, управлять
большими токами и большими
подмагничиванием
оказывается
мощностями в нагрузке, т.е. ДН с
усилителем
дроссельным магнитным усилителем (ДМУ).
и
поэтому
называется
Большое балластное сопротивление необходимо для того, чтобы
трансформируемое из рабочей (первичной) цепи переменное напряжение
практически не создавало ток в управляющей цепи.
Действие тока управления на ток в нагрузке поясняет рис. 2.
В,Ф
В,Ф
В,Ф
0
0
1
4
3
2
2
1
H,Iw
2
H,Iw
H,Iw
Iym wy
Iy wy
E<Es
iн,iw
iн,iw
iн,iw
1
iн=0
0
Iy=Iym
Iy=0
ee
tt
4
Iн=e/Rн
tt
ва)
вб)
ts
3
2
1
0<Iy<Iym
ts
iiн
tt
Рисунок 2
Если дроссель идеальный и среднее значение синусоидального
напряжения питания E<Es, то при Iy=0, как и в ДН без подмагничивания,
все напряжения питания будет падать
на обмотке дросселя, ток Iн=0
(рис.2, а).
При токе управления Iy=Iym таком, что IymWy=IнmWp, дроссель все
время находится в насыщении и не препятствует протеканию тока, ток в
нагрузке наибольшой (рис.2,б).
Iн  Iн max 
E
Rн
вв)
При токе управления 0<Iy<Iym, ток в нагрузке имеет вид ломанной
кривой, которая изменяет свой вид в соответствии с изменением угла
насыщения ts (рис. 2, в).
Таким образом, при изменении тока управления от Iy=0 до Iy=Iym, ток в
нагрузке изменяется от Iн=0 до Iн=Iн max=E/Rн.
На рис. 2, в показан характер изменения индукции и рабочего тока в
промежуточном случае при 0<Iy<Iym (рабочий режим).
Балластное сопротивление в цепи управления делает схему не
экономичной.
Если
это
резистор
с
большим
активным
сопротивлениемZб≈Rб, то мощность, потребляемая им то источником
управления, будет больше полной мощности в нагрузке.
Если это дроссель с большим воздушным зазором т.е. Zб≈WLб то
габариты устройства в целом практически удваиваются и оказывается
целесообразней применить схему на двух ДН с подмагничиванием (рис. 3),
где подбором однотипных сердечников и соответствующим включением
обмоток практически устраняется трансформация переменного тока из
рабочей цепи в цепь управления.
Поэтому ДМУ, выполняют обычно на двух ДН (рис. 3).
Д1
Ry
Wy
-
Wp
+
Ey
iн
-
+
+
Д2
+
+
Wy
-
-
Wp
+
(+)
E,f
(-)
+
Iiy
Рисунок 3
При наличии двух дросселей можно избавится от тока основной
частоты в цепи управления.
Для этого обмотки Wp включают последовательно и согласно, а
обмотки Wy –последовательно и встречно (или наоборот). При таком
включении обмоток ЭДС из рабочей цепи в цепь управления, будет в
противофазе и взаимно компенсируется (рис. 3).
Режим работы ДМУ существенно зависит от сопротивления цепи
управления Ry.
Основной характеристикой магнитного усилителя (МУ) является
зависимость действующей величины тока в нагрузке от тока управления
Iн=f(Iy), которую называют характеристикой управления (рис. 4).
Iн
-Iy
Iy
0
Рисунок 4
Коэффициент усиления МУ применительно к усилителям мощности
определяют выражением
2
Pн
I  Rн
Kp 
 н2
Pупр I y  R упр , где
Ry- сопротивление управляющей обмотки,
Rн- сопротивление нагрузки в рабочей цепи.
Режим работы ДМУ
Магнитный усилитель по схеме рис. 5 работает одинаково независимо от направления тока в обмотке
управления, так как кривая намагничивания симметрична относительно координат. МУ такого типа
называют однотактными (нереверсивными).
Rн
U
iн
Wy
Wp
Wp
Iy
Uy
Рисунок 5
Если требуется чтобы усилитель реагировал на изменение полярности входного сигнала, применяют
дроссель с начальным подмагничиванием постоянным током (рис. 6).
U
Rн
iн
Wp
Wp
Wo
Uo
Wy
Uy
Рисунок 6
Для этого на том же стержне дросселя, кроме управляющей обмотки
располагают обмотку начального подмагничивания W0, в которой
направление постоянного тока не изменяется.
При одной полярности управляющего сигнала намагничивающие силы
обмоток складывают, а при другой вычитаются или обеспечивают
различие токов в управляющей цепи.
Для того, чтобы при Iy=0, Uвых=0 а при изменении полярности
управляющего сигнала фаза выходного напряжения изменялась бы на 180
градусов, используют схему рис. 7.
Тр
Wp
Iн
Д1
Rн
Wp
Wp
Д2
Wp
I2
I1
Io
Wo
Wo
Uy
Wy
Wy
Iy
(+)
+
(-)
Рисунок 7
Обмотки Wo соединены последовательно и подключены к источнику
постоянного напряжения Uo. Управляющие обмотки Wy тоже соединены
последовательно,
намагничивающая
а
намотаны
сила
в
так,
одном
что
при
дросселе
подаче
сигала
их
складывается
с
намагничивающей силой обмотки начального подмагничивания, а в
другом вычитается.
При Iy=0, Iн=0, так как составляющие его два тока I1 и I2 в данной
симметричной схеме равны по значению, но направлены противоположно.
При подаче сигнала переменный ток в обмотке Wp слева увеличивается, а
справа уменьшается, поэтому появляется ток в нагрузке. Аналогично
действует схема при изменении полярности управляющего сигнала, но при
этом преобладает ток правого дросселя, а фаза общего нагрузочного тока
изменяется на 180 градусов.
Дроссель в режиме сглаживающего фильтра
Индуктивный фильтр применяется для выпрямителей средней и большой
мощности, так как позволяет обеспечить непрерывность тока в цепи нагрузки
и благоприятный режим работы выпрямителя.
На рис.1 представлена схема индуктивного фильтра (без потерь) с учетом,
что нагрузка чисто активная, а внутреннее сопротивление выпрямителя равно
нулю.
Рис.1 – Индуктивный фільтр
1
𝑈1𝑚
на нагрузке
Под действием синусоидальной э.д.с. с амплитудой
возникает напряжение с амплитудой:
𝑈(1)𝑚 =
′
𝑈(1)𝑚
√𝑟н2 + (𝑚𝑛 ∗ 𝑤𝐿𝑑 )2
∗ 𝑟н
(1.1)
Постоянная состовляющая напряжения на нагрузкеравна среднему
значению напряжения на выходе выпрямителя,поэтому коэффициент
сглаживания фильтра равняется коэффициенту фильтрации:
Ксг = Кф =
′
𝑈(1)𝑚
𝑈(1)𝑚
=
√𝑟 2 +(𝑚𝑛 ∗𝑤𝐿𝑑 )2
𝑟н
откуда индуктивность фильтра:
𝑟н
2 −1
√𝐾сг
𝐿𝑑 =
𝑚𝑛 ∗ 𝑤
(1.2)
,
(1.3)
Учитывая, что коэффициент сглаживания, выраженный через коэффициент
пульсации на входе и на выходе фильтра, определяется выражением:
К′𝑛(1)
2
Кф ≈
=
,
𝐾𝑛(1) (𝑚𝑛2 − 1) ∗ 𝐾𝑛(1)
а также пренебрегая единицей в выражении (1.3), получим:
𝐿𝑑 ≈
𝑟н
2𝑟н
Ксг =
𝑚𝑛 ∗ 𝑤
𝑚𝑛 ∗ 𝑤 ∗ (𝑚𝑛2 − 1) ∗ 𝐾𝑛(1)
Для выпрямителей с двухкратной частотой пульсации выпрямленного
напряжения (𝑚𝑛 = 2)
𝐿𝑑 =
𝑟н
3 ∗ 𝑤 ∗ 𝐾𝑛(1)
Помимо индуктивного фильтра в маломощных выпрямителях широко
применяется Г-образный индуктивно-емкостной фильтр (LC - фильтр).
Внешняя характеристика выпрямителя с LC – фильтром показана на
рис.2.
Рис. 2 – Внешняя характеристика выпрямителя с LC - фильтром
Пологий участок является рабочим участком внешней характеристики.
Большой наклон внешней характеристики выпрямителя с LC – фильтром
обусловлен
дополнительным
падением
напряжения
в
активном
сопротивлении дросселя фильтра.
При наличии этого вида фильтра ток іа , протекающий через диод, можно
представить в виде импульса прямоугольной формы с амплитудой 𝐼𝑑2
(рис.3а), на который накладывается переменная составляющая.
Рис.3 – Ток диодов выпрямителя с LC - фильтром
Переменная составляющая определяется суммарным реактивным
сопротивлением L и C, но, поскольку индуктивное сопротивление больше
емкостного, переменная составляющая тока определяетсяпреимущественно
величиной L.
Режим работы выпрямителя, при котором с помощью фильтра
происходит разделение тока 𝐼𝑑
на две составляющие, возможен лиш до
некоторого критического значения тока 𝐼𝑑кр (рис.2). При 𝐼𝑑2 < 𝐼𝑑кр режим
работы выпрямителя
изменяется (наступает режим разрывного анодного
тока диодов). В этом режиме индуктивность L является элементом цепи
заряда
конденсатора,
вследствии
чего
напряжение
на
конденсаторе
повышается. Наступает режим работы выпрямителя, близкий к режиму
работы с C – фильтром. При 𝐼𝑑2 > 0 напряжение 𝑈𝑑 = 𝑈𝑑0 = √2𝑈2 в виду
зарада конденсатора до амплитуды значения напряжения 𝑈2 .
Величина 𝐼𝑑кр
может составлять в зависимость от коэффициента
сглаживания 0,05-0,1 номинального тока нагрузки. Случай 𝐼𝑑 < 𝐼𝑑кр
необходимо учитывать ввиду возможного полуторакратного повышения
напряжения на нагрузке.
Фильтры типа LC имеют лучшие характеристики, чем RC – фильтры,
однако в них возможны резонансные явления. Во избежание этих влений
рекомендуется выбрать для однозвенного фильтра Ксг > 3.
Коэффициент сглаживания LC фильтров определяется из выражения :
Ксг = 𝑚2 𝑤𝑐 𝐿𝐶1 − 1,
где m – число основных пульсаций выпрямленного напряжения за период
питающего напряжения; 𝑤𝑐 – частота питающей сети.
Необходимым
условием,
обеспечивающим
сглаживающее
действие,
является также соблядение соотношения:
𝑅н ≫
1
𝑚 ∗ 𝑤𝑐 ∗ 𝐶1
Необходимое произведение LC можно определить из уравнения:
10(𝐾сг +1)
при 𝑓𝑐 = 50 Гц ,
𝐿𝐶 ≈
𝑚2
Для двухзвенного фильтра Ксг = Ксг1 ∗ Ксг2 , где
Ксг1 , Ксг2 –коэффициенты сглаживания первого и второго звеньев фильтра.
Если 𝐿1 = 𝐿2 = 𝐿 и 𝐶1 = 𝐶2 = 𝐶, то необходимо произведение LC для одного
звена:
√Ксг
𝐿𝐶 = 2 2
𝑚 𝑤𝑐
Двухзвенные LC-фильтры применяются, когда Ксг > 16, так как при этом
произведение суммарной индуктивности дросселей на суммарную емкость
конденсаторов двухзвенного фильтра будет меньше произведения LC
однозвенного фильтра, имеющего такой же коэффициент сглаживания.
Для
увеличения
коэффициента
сглаживания
дроссели
фильтра
выполняют с дополнительной (компенсационной ) обмоткой 𝑤𝑘 , включенной
встречно с основной 𝑤осн (рис.4). При этом переменные составляющие
пульсации формирует в общем железе потоки, направленные навстречу друг
другу и тем самым частично взаимно компенсируются. Это позволяет в 2…4
раза увеличить коэффициент сглаживания.
Рис.4 –Дроссель с компенсационной обмоткой
Число витков компенсационной обмотки должно быть равно:
𝑤𝑘 =
(2 … 4)𝑤осн
Ксг
Дроссель с компенсационной рекомендуется применять во втором звене
двухзвенного фильтра.
Основным недостатком таких дросселей является влияние величины и
характера загрузки выпрямителя на сглаживающее действие фильтра, так как
с их изменением из-за сдвига фаз и изменения соотношения токов,
протекающих
в
основной
и
компенсационной
обмотках
дроселя,
компенсация переменных токов ухудшается.
Фильтры типа RC применяются при малых значениях токов (до 10…15
мА).
Коэффициент сглаживания Ксг = 2𝑚 ∗ 𝜋𝑓𝑐 ∗ 𝑅ф 𝐶1 ,
где 𝑅ф – сопротивление фильтра.
𝑅ф =
∆𝑈ф
ін
,
где ∆𝑈ф - падение напряжения на фильтре. Для двухзвенного фильтра:
𝑅ф1 𝐶с1 = 𝑅ф2 𝐶с2 =
√Ксг
2𝑚𝜋𝑓𝑐
Дроссель в режиме сглаживающего фильтра
Индуктивный фильтр применяется для выпрямителей средней и большой
мощности, так как позволяет обеспечить непрерывность тока в цепи нагрузки
и благоприятный режим работы выпрямителя.
На рис.1 представлена схема индуктивного фильтра (без потерь) с учетом,
что нагрузка чисто активная, а внутреннее сопротивление выпрямителя равно
нулю.
Рис.1 – Индуктивный фільтр
1
𝑈1𝑚
на нагрузке
Под действием синусоидальной э.д.с. с амплитудой
возникает напряжение с амплитудой:
𝑈(1)𝑚 =
′
𝑈(1)𝑚
√𝑟н2 + (𝑚𝑛 ∗ 𝑤𝐿𝑑 )2
∗ 𝑟н
(1.1)
Постоянная состовляющая напряжения на нагрузкеравна среднему
значению напряжения на выходе выпрямителя,поэтому коэффициент
сглаживания фильтра равняется коэффициенту фильтрации:
Ксг = Кф =
′
𝑈(1)𝑚
𝑈(1)𝑚
=
√𝑟 2 +(𝑚𝑛 ∗𝑤𝐿𝑑 )2
𝑟н
откуда индуктивность фильтра:
𝑟н
2 −1
√𝐾сг
𝐿𝑑 =
𝑚𝑛 ∗ 𝑤
(1.2)
,
(1.3)
Учитывая, что коэффициент сглаживания, выраженный через коэффициент
пульсации на входе и на выходе фильтра, определяется выражением:
К′𝑛(1)
2
Кф ≈
=
,
𝐾𝑛(1) (𝑚𝑛2 − 1) ∗ 𝐾𝑛(1)
а также пренебрегая единицей в выражении (1.3), получим:
𝐿𝑑 ≈
𝑟н
2𝑟н
Ксг =
𝑚𝑛 ∗ 𝑤
𝑚𝑛 ∗ 𝑤 ∗ (𝑚𝑛2 − 1) ∗ 𝐾𝑛(1)
Для выпрямителей с двухкратной частотой пульсации выпрямленного
напряжения (𝑚𝑛 = 2)
𝐿𝑑 =
𝑟н
3 ∗ 𝑤 ∗ 𝐾𝑛(1)
Помимо индуктивного фильтра в маломощных выпрямителях широко
применяется Г-образный индуктивно-емкостной фильтр (LC - фильтр).
Внешняя характеристика выпрямителя с LC – фильтром показана на
рис.2.
Рис. 2 – Внешняя характеристика выпрямителя с LC - фильтром
Пологий участок является рабочим участком внешней характеристики.
Большой наклон внешней характеристики выпрямителя с LC – фильтром
обусловлен
дополнительным
падением
напряжения
в
активном
сопротивлении дросселя фильтра.
При наличии этого вида фильтра ток іа , протекающий через диод, можно
представить в виде импульса прямоугольной формы с амплитудой 𝐼𝑑2
(рис.3а), на который накладывается переменная составляющая.
Рис.3 – Ток диодов выпрямителя с LC - фильтром
Переменная составляющая определяется суммарным реактивным
сопротивлением L и C, но, поскольку индуктивное сопротивление больше
емкостного, переменная составляющая тока определяетсяпреимущественно
величиной L.
Режим работы выпрямителя, при котором с помощью фильтра
происходит разделение тока 𝐼𝑑
на две составляющие, возможен лиш до
некоторого критического значения тока 𝐼𝑑кр (рис.2). При 𝐼𝑑2 < 𝐼𝑑кр режим
работы выпрямителя
изменяется (наступает режим разрывного анодного
тока диодов). В этом режиме индуктивность L является элементом цепи
заряда
конденсатора,
вследствии
чего
напряжение
на
конденсаторе
повышается. Наступает режим работы выпрямителя, близкий к режиму
работы с C – фильтром. При 𝐼𝑑2 > 0 напряжение 𝑈𝑑 = 𝑈𝑑0 = √2𝑈2 в виду
зарада конденсатора до амплитуды значения напряжения 𝑈2 .
Величина 𝐼𝑑кр
может составлять в зависимость от коэффициента
сглаживания 0,05-0,1 номинального тока нагрузки. Случай 𝐼𝑑 < 𝐼𝑑кр
необходимо учитывать ввиду возможного полуторакратного повышения
напряжения на нагрузке.
Фильтры типа LC имеют лучшие характеристики, чем RC – фильтры,
однако в них возможны резонансные явления. Во избежание этих влений
рекомендуется выбрать для однозвенного фильтра Ксг > 3.
Коэффициент сглаживания LC фильтров определяется из выражения :
Ксг = 𝑚2 𝑤𝑐 𝐿𝐶1 − 1,
где m – число основных пульсаций выпрямленного напряжения за период
питающего напряжения; 𝑤𝑐 – частота питающей сети.
Необходимым
условием,
обеспечивающим
сглаживающее действие,
является также соблядение соотношения:
𝑅н ≫
1
𝑚 ∗ 𝑤𝑐 ∗ 𝐶1
Необходимое произведение LC можно определить из уравнения:
10(𝐾сг +1)
при 𝑓𝑐 = 50 Гц ,
𝐿𝐶 ≈
𝑚2
Для двухзвенного фильтра Ксг = Ксг1 ∗ Ксг2 , где
Ксг1 , Ксг2 –коэффициенты сглаживания первого и второго звеньев фильтра.
Если 𝐿1 = 𝐿2 = 𝐿 и 𝐶1 = 𝐶2 = 𝐶, то необходимо произведение LC для одного
звена:
√Ксг
𝐿𝐶 = 2 2
𝑚 𝑤𝑐
Двухзвенные LC-фильтры применяются, когда Ксг > 16, так как при этом
произведение суммарной индуктивности дросселей на суммарную емкость
конденсаторов двухзвенного фильтра будет меньше произведения LC
однозвенного фильтра, имеющего такой же коэффициент сглаживания.
Для
увеличения
коэффициента
сглаживания
дроссели
фильтра
выполняют с дополнительной (компенсационной ) обмоткой 𝑤𝑘 , включенной
встречно с основной 𝑤осн (рис.4). При этом переменные составляющие
пульсации формирует в общем железе потоки, направленные навстречу друг
другу и тем самым частично взаимно компенсируются. Это позволяет в 2…4
раза увеличить коэффициент сглаживания.
Рис.4 –Дроссель с компенсационной обмоткой
Число витков компенсационной обмотки должно быть равно:
𝑤𝑘 =
(2 … 4)𝑤осн
Ксг
Дроссель с компенсационной рекомендуется применять во втором звене
двухзвенного фильтра.
Основным недостатком таких дросселей является влияние величины и
характера загрузки выпрямителя на сглаживающее действие фильтра, так как
с их изменением из-за сдвига фаз и изменения соотношения токов,
протекающих
в
основной
и
компенсационной
обмотках
дроселя,
компенсация переменных токов ухудшается.
Фильтры типа RC применяются при малых значениях токов (до 10…15
мА).
Коэффициент сглаживания Ксг = 2𝑚 ∗ 𝜋𝑓𝑐 ∗ 𝑅ф 𝐶1 ,
где 𝑅ф – сопротивление фильтра.
𝑅ф =
∆𝑈ф
ін
,
где ∆𝑈ф - падение напряжения на фильтре. Для двухзвенного фильтра:
𝑅ф1 𝐶с1 = 𝑅ф2 𝐶с2 =
√Ксг
2𝑚𝜋𝑓𝑐
Лекция 7
Характеристика управления ДМУ
Зависимость
тока
нагрузки
МУ
от
тока
управления
I н  f(I y ) ,
которую
называют
характеристикой “входа – выхода” или характеристикой управления.
В автоматических системах регулирования стремятся иметь элементы с
постоянным коэффициентом усиления.
K
I н
I y
Поэтому используют только линейный участок характеристики Iн(Iy)
(рис. 1).
Iн
Iн
 Iy
Iсм
0
Iy
Рисунок 1
С этой целью на сердечнике МУ помещают вспомогательную обмотку
смещения с постоянным током Iсм, который регулирует ток, чтобы точка
Iy=0 находилась у начала линейного участка характеристики (рис. 1).
Крутизну характеристики управления определяет коэффициент усиления тока.
KI 
I н wy

I y wN
Для повышения коэффициента усиления по току часто используют
дополнительную обмотку обратной связи Wос, ток которой является
частью выпрямленного тока нагрузки. Намагничивающая сила этой
обмотки WосIокпропорциональна среднему выпрямленному току Iср и,
следовательно, намагничивающей силе рабочей обмотки WN.
Wос  I oc  Woc  n  WN  I ср    WN  I cp , где
  n  Woc -коэффициент обратной связи, зависящий от числа витков
обмотки обратной связи и сопротивления резистора Rш, шунтирующего
обмотку Woc.
Магнитный усилитель с само насыщением (МУС)
Кроме магнитных усилителей с внешней обратной связью, благодаря ряду преимуществ
(сокращению габаритов, меньшего числи обмоток) широко применяют МУ с внутренней обратной
связью, или самонасыщением.
Простейшая схема такого усилителя приведена на рис. 2.
+
МУС
iy
ip
VD1
Uy
Wy
U
Wp
Ry
Rн
Рисунок 2
Особенность МУС состоит в том, что положительная обратная связь (ПОС) осуществляется путем
включения полупроводниковых диодов VD.
Полупериод, в течении которого диод открыт, называют рабочим, а полупериод, в течении которого
диод закрыт –управляющим.
В рабочей обмотке Wp и сопротивлении нагрузки Rн протекает выпрямленный ток ip, постоянная
составляющая которого создает магнитное поле обратной связи. Это поле даже при отсутствии тока в
обмотке Wy усилителя стремится насытить сердечник, т.е. имеет место самонасыщение, в результате
чего ток на выходе усилителя достигает значения близкого к максимальному.
Изменение магнитной индукции при работе МУС, показано на рис. 3.
U
3
aa)
0
B
wwt
4
2
Bs
бб)
0
By
wwt
Рабочий
By
Управляющий
i=U/Rн
вв)
0
wwt
i
dd
i
dd
Рисунок 3
При изменении напряжения U, приложенного к цепи рабочей обмотки Wp, индукция в сердечнике
изменяется по закону (рис. 3б). Пока сердечник не насыщен (B<Bs) в рабочей обмотке и Rн протекает
небольшой намагничивающий ток iμ. При wt=α индукция B достигает Bs, ток
Iн 
U m  sin wt
Rн
При wt=π наступает управляющий полупериод, в течении которого цепь переменного тока закрыта
диодом VD, а управляющая цепь возвращает сердечник в исходное состояние (рис. 3б). Форма тока в
нагрузке при этом имеет вид показанный на рис. 3б.
Схема двухполупериодного УМС с нагрузкой на переменном токе приведена на рис. 4.
Ry
VD1
Д1
ip1
wy
iy
wp
Rн
Ey
ee, f
wy
Iiн
wp
VD2
Д2
Iip2
Рисунок 4
В положительный полупериод ток в нагрузке ip1 протекает в одну сторону, в отрицательный ток ip2 –в
другую.
На рис. 5 приведены временные токи в нагрузке для схемы на рис. 4, соответствующие холостому
ходу МУС, рабочему режиму и режиму максимальной отдачи (рис. 5, а, б, в).
iн
iн
ip1
tt
0
iн
ip1
tt
0
ip2
ip2
aa)
Aб)
ip1
Tt
0
ip2
Aв)
Рисунок 5
Таким образом, двухполупериодные схемы МУС представляют собой как бы “сложение” двух
однополупериодных схем (рис. 2) на одной нагрузке. Среднее значение тока в нагрузке
двухполупериодного МУС будет вдвое больше, чем однополупериодного. То же касается и напряжения
на нагрузке.
Uн 
Rн
U
Rp
Бесконтактные электрические аппараты на дросселях насыщения с подмагничиванием.
Измерительные трансформаторы тока и напряжения.
Измерительные трансформаторы постоянного тока (ТПТ) выполняются на базе ДМУ, работающего в
режиме вынужденного подмагничивания.
Обмотка управления в этом случае обычно имеет один виток в виде шины, по которой проходит
постоянный ток, подлежащий измерению (рис. 3а). Нагрузкой является амперметр постоянного тока,
включаемый через выпрямительный мост. Источник постоянного тока Iy обладает большой мощностью,
а ЭДС основной частоты, трансформируемая из рабочей цепи (ввиду того, что wy=1), обычно составляет
доли вольта и поэтому на ток Iy практически никакого влияния не оказывает.
Iy=I
wp
iн
wp
iip
ee
A
Tt
0
бб)
Iн
aa)
Рисунок 6
Следовательно,
ДМУ
работает
в
режиме
вынужденного
намагничивания,
ток
ip
имеет
прямоугольную форму (рис. 3б), а ток в нагрузке после выпрямительного моста –постоянный.
Погрешность измерения будет тем меньше, чем меньше искажение формы тока, т.е. чем ближе
характеристика материала к идеальной кривой намагничивания. Трансформаторы тока, выпускаются
промышленностью на номинальные постоянные тока до 10000А и напряжения до 400кВ, погрешность не
более ±1÷1,5% измеряемой величины. Измерение больших постоянных токов с помощью таких
трансформаторов избавляет схему от дорогостоящих, крупногабаритных шунтов. Кроме того, при
измерении тока в линии высокого напряжения низковольтная цепь электрически не связана с
высоковольтной, что повышает безопасность работы.
Измерительные трансформаторы постоянного напряжения (ТПН)
Обмотка управления ДМУ включается на шины высокого постоянного напряжения Ey через
добавочный резистор с большим сопротивлением Ry доб, (рис. 4) ограничивающим мощность
Py  E y2  Rудоб
Сопротивление цепи управления
R y  R  w y  R удоб  R удоб
оказывается очень высоким, и ДМУ работает в режиме вынужденного намагничивания.
Ey=E
Ryдоб
A
wy
wp
wy
wp
Ee
Рисунок 7
В рабочем режиме показание прибора
I н  I1y  wy
Ey
wp
Rудоб
пропорциональны измеряемому напряжению. Однако, так как ток
Iy 
Ey
R удоб
мал, обмотка имеет большое число витков и напряжение
основной частоты, трансформируемое из рабочей цепи, оказывается
существенным (до нескольких сотен вольт).
Недостатки:
-не удается скомпенсировать это напряжение;
-многовитковая обмотка wy обладает заметной межвитковой емкостью.
Все это ухудшает форму тока в рабочей цепи и понижает точность
трансформатора.
ТПН выпускается промышленностью на U=400кВ с погрешностью ±15%, Ry доб=40мОм .
Стабилизаторы тока
Схема простейшего стабилизатора тока приведена на рис. 5.
ДН2
ДН1
N
wp
wp
S
ee
Rн
Рисунок 8
Это ДМУ в режиме вынужденного намагничивания, выполненный на
двух
дросселях
насыщения,
объединенных
конструктивно
одним
трехстержневым магнитопроводом, причем средним стержнем является
постоянный магнит. Магнит подмагничивает оба крайних стержня
постоянной МДС и этим поддерживает постоянный ток в нагрузке.
Регулируемые трансформаторы
Регулируемые трансформаторы предназначены для плавного изменения напряжения на нагрузке и
для
создания
стабилизаторов
напряжения
(стабилизированных
трансформаторов),
не
только
трансформирующих напряжение, но и стабилизирующих его.
Принцип действия регулируемых трансформаторов (рис. 6) основан на
использовании ДМУ в режиме свободного намагничивания в качестве
бесконтактного управляемого переключателя.
Rн iiн
w2
ДМУ
Тр
w1
wy
wp
ee
Ey
wy
wp
Рисунок 6
В течении каждого полупериода он отключает и вновь подключает
напряжение питания к трансформатору, причем длительность интервалов
отключенного и включенного состояний изменяется током управления.
Лекция 8
Трансформаторы
Трансформатор представляет собой аппарат, передающий энергию из одной цепи в другую по
средством магнитной индукции. Простейший трансформатор состоит из 2-х обмоток, намотанных на
магнитопровод. Первичная подключаеться к источнику напряжения, вторичная к нагрузке (рис.1).
i1
U1
i2
R1
L1
L2
R2
U2
Rн
Рисунок 1
М
Под дей1ствием напряжения U1 в первичной обмотке, возникает ток i1
и в сердечнике возбуждается изменяющийся магнитный поток. Этот поток
индуктирует ЭДС: е1, е2 в обмотках трансформатора. При замыкании
вторичной цепи возникает ток i2, который образует собственный магнитный
поток в сердечнике, накладывающийся на магнитный поток в первичной
обмотке. В результате создается общий магнитный поток сердечника Ф,
сцепленный с витками обеих обмоток трансформатора. Отношение величин
напряжений U1/U2 и токов i1/i2 определяется отношением чисел витков
первичной и вторичной обмоток.
Величина K12 
w1 i1 U 1
-называется коэффициентом трансформации.
 
w2 i2 U 2
Помимо основного (рабочего) потока Ф в сердечнике, токи обмоток
создают в окружающем пространстве магнитные полерассеивания (рис.2).
Рабочий поток Ф
i1

i2
w1
w2
U1
l1
l2
U2
Rн
Поле рассеивания
Рисунок 2
Трансформаторы являются важнейшими элементами силовых
электрических сетей.
Для увеличения пропускной способности линией передачи и
уменьшения потерь мощности в проводах обычно повышают напряжение,
при котором передается электроэнергия.
На линиях передачи номинальное напряжение достигает 500кВ. и
более.
w
i1  i1x  i2 1 ;
w2
w
i / 2  i2 1 ;
(1.5)
w2
i1  i1x  i / 2 .
Согласно уравнению (1.5) ток i1 при нагрузке имеет две составляющие:
i1х и i 2 .
Составляющая i1х создается Ф сердечника, составляющая i/2
компенсацией воздействия на поток сердечника н.с. вторичной обмотки.
Поэтому поток в сердечнике при любой нагрузке сохраняется таким же как и
при холостом ходе.
Ток i1х будет тем меньше, чем ближе ветви цикла перемещения к оси В.
i2
w
 1  K12
(1.6)
i1 w2
Из уравнения (1.6) следует что мгновенное значение токов i1 и i2
отличаются постоянным множителем К12.
/
Уравнения электрического и магнитного состояний реального
трансформатора.
U 1  e1  L1
U 2  e2  L2
d i1
 r1i1 ;
dt
di2
 r2 i2 .
dt
U1-е1 , при этом сокращается уравнение намагничивающих сил, для
идеального трансформатора.
w1i1x  w1i1  w2i2 ;
Поток в сердечнике при нагрузке отличается от потока холостого хода
лишь на несколько процентов.
Магнитные линии сцепления только с витками первичной или
вторичной обмотки, представляют полерассеиввание. Для уменьшения этого
поля обе обмотки трансформатора размещены на одном стержне
магнитопровода.
Уравнение электрического и магнитного состояний реального
трансформатора.
Напряжение U1 уравновешивается едс е1 рабочего потока Ф, едс е1 от
потока сцепления рассеивания, а также падением напряжения на активном
сопротивлении r1 обмотки:
U1  e1  e1  r1i1 , заменим в этом уравнении e1   L1
U 1  e1  L1
d i1
, тогда
dt
d i1
d
 r1i1 ; Напряжение U2 при нагрузке U 2  e2  L2 i 2  r2 i2 .
dt
dt
Трансформаторы проектируют таким образом чтобы потокосцепление
рассеивания были в десятки раз меньше рабочего потока сцепления. Падения
напряжений r1i1 и r2i2 обмоток также не велики. В этих условиях приложенное
к первичной обмотке напряжение уравновешивается едс е1. Т.е. :
U1-e1
При этом сохраняется уравнение намагничивающих сил полученное
для идеализированного трансформатора:
w1i1x  w1i1  w2i2 ;
Рабочий поток в сердечнике при номинальной нагрузке отличается от
потока холостого хода лишь в несколько процентов.
Схема замещения трансформатора.
При составлении схемы замещения исключается магнитная связь
между обмотками трансформаторов, причем все элементы цепи переводятся
к напряжению первичной обмотки.
В Г-образной схеме замещения трансформатора, индуктивность
рассеивания и активные сопротивления обмоток объединяются (рис.3).
i1
Lk
Lx
rk
i1x
i/2
U1
U/2
rx
Рисунок 3
rk  r1  r2/ ;
Lk  L1  L2 .
Током холостого хода i1х можно пренебречь. Тогда i1  i/2. Параметры
схемы замещения (рис.3) могут быть определены по данным опытов
холостого хода и короткого замыкания трансформатора.
Опыт холостого хода трансформатора
Для уменьшения тока и потерь холостого хода силовых
трансформаторов, вместо обычной электротехнической стали Э4,
применяют холоднокатаную стать Э320, а в трансформаторах малой
мощности – пермаллой 50Н.
По данным опыта холостого хода можно найти параметры хх и rх Гобразной схемы замещения трансформатора.
При отсутствии нагрузки I/2 =0, входное сопротивление этой схемы:
Zx 
U1
;
I 1x
активное сопротивление ветви с током I1х :
rx 
Px
,
I 21x
Где Рх – мощность потерь холостого хода.
Реактивное сопротивление
xx  Z x2  rx2  Z x .
Сопротивление схемы замещения определяет при номинальном
напряжении на первичной обмотке трансформатора.
При изготовлении трансформатора опыт холостого хода используют
как элемент технического контроля.
По величине тока и мощности потерь можно судить о качестве
материала, использованного для сердечника, о правильности выбора сечения
сердечника и числа витков первичной обмотки. Измеряя напряжение U2x на
разомкнутой вторичной обмотке, можно проверить число ее витков:
U 2 x w2

.
U1
w1
Опыт короткого замыкания
Производиться при закороченной вторичной обмотке трансформатора
(рис.4).
Регулято
р
напряже
ния
А
V
W
При таком испытании трансформатора напряжение понижают до
величины при которой токи в обмотках не превышают номинальных
значений.
При этом фиксируют мощность потерь напряжения на первичной
обмотке трансформатора U1к :
Uk 
U1k
 100% - называют напряжением короткого замыкания.
Um
У трансформатора величина Uк составляет 3-10% от номинального.
В режиме короткого замыкания составляющая намагниченного тока I1к
первичной обмотки в сотни раз меньше токов I/1 и I/2 , т.к. Uк << Uн поэтому
ветвью с током i1х (рис.5) можно пренебречь и принять I1=I/2.
Lk
U1
i1i/2
rk
U/2
Рисунок 5
Потери в опыте короткого замыкания определяются практически
только нагревом обмоток, т.к. напряжение U1 и магнитный поток в
сердечнике весьма малы.
Параметры схемы замещения могут быть определены по формулам:
P
U
Z k  1k ; rk  2k ; xk  Z k2  rk2 .
I 1н
I1н
напряжение короткого замыкания связано с сопротивлением Zk
соотношением:
Uk 
Z k I1н
Z S
100%  k 2 н 100%;
U 1н
U 1н
Сопротивление rk, рассчитано по данным опыта короткого замыкания,
обычно увеличивают в 1-2 раза с учетом нагрева обмоток трансформатора
при полной длительной нагрузке.
Для определения параметров схемы замещения rk, хk, Zk по значениям
Uk.а, Ukp и Uk, полезно знать еще 2 величины – активную и реактивную
составляющие напряжения короткого замыкания:
U ka  U k  cos  k ;
U kp  U k  sin  k ,
где  k


- угол сдвига фаз между током I 1 и напряжением U 1k .
При внезапном коротком замыкании во вторичной цепи, токи I1 и I2 резко возрастают.
В переходном процессе максимальное значение тока короткого
замыкания, получившее название ударного тока Iуд, может быть значительно
больше тока в установившемся режиме:
I уд  K уд  I к ( K уд  2) ;
Ударный ток представляет серьезную опасность для трансформатора большой мощности:
электромагнитные силы, в обмотках, могут сдвинуть витки, смять изоляцию и вызвать в конечном итоге
повреждения обмоток.
При коротких замыканиях, когда токи возрастают в десятки раз,
механические силы в обмотках могут увеличиться в тысячи раз и более.
Поэтому катушки и витки обмоток прочно укрепляют с тем, чтобы не
возникло их деформаций при коротком замыкании.
Возможен случай, когда в следствии повреждения межвитковой
изоляции накоротко замыкаются один или несколько витков обмотки, это
замыкание опасно, так как ток в этих витках Iв почти во столько раз больше
тока при коротком замыкании на зажимах вторичной обмотки, во сколько раз
полное число витков w1 первичной обмотки, больше чиста поврежденных
витков w :
I в  I1k
w1
;
w
Изменение напряжения на зажимах вторичной обмотки трансформатора
при нагрузке.
При увеличении тока нагрузки трансформатора напряжение U2 на
зажимах вторичной обмотки, обычно снижается.
Отклонение величины U2 от напряжения х.х. U20 при U1 =const, характеризуют
процентным изменением напряжения:
U 2 
U 2x U 2
100%.
U 2x
Величину U 2 можно получить расчетом по заданной нагрузке и
паспортным данным трансформатора при неизменном напряжении U1 на
зажимах первичной обмотки:
U 2   U ka  cos  2 н  U кр  sin  2 н  , где  
I2
I
 1 - коэффициент нагрузки;
I 2 н I 1н
 2 н - фазовый сдвиг тока и напряжения нагрузки.
U2%
4
2н>0
(инд.)
2

0.5
1.0
2
2н<0
(ёмк.)
4
Рисунок 1
Внешняя характеристика трансформатора, выражающая зависимость
напряжения U2 от тока нагрузки U2=f(), (рис.2).
U2,В
0.5

0.5
1.0
Рисунок 2
Изменение вторичного напряжения при полной нагрузке (=1);
U 2  rk
I1н
 100%.
U 1н
зависит только от активного сопротивления обмоток, т.е. от
выбранного сечения проводов, из которого они выполнены. Поэтому при
проектировании трансформатора заранее задаются величиной U 2 и
определяют допустимую плотность тока в обмотках.
ЛЕКЦИЯ 9
СВЕРХШИРОКОПОЛОСНЫЕ ТРАНСФОРМАТОРЫ
Из-за паразитных параметров трансформаторы обычной конструкции
не позволяют получить значения верхней граничной частоты выше единиц
мегагерц.
Для пропускания нескольких десятков или сотен мегагерц
изотавливают трансформаторы типа «длинной линии» (ТДЛ). Такой
трансформатор выполняеться на тороидальном магнитопроводе из
высокочастотного ферита (рис.1).
1
1/
Рисунок 1
На этот магнитопровод намотаны одна или несколько линий передачи,
каждая из которых выполнена в виде двух туго свитых проводов (рис1.).
На электромагнитное поле этой симметричной линии (рис.2),
магнитьпровод существенно не влияет, так как оно в основном
сосредоточено в пространстве между свитыми проводниками 1,2 и 1/,2/ .
Rн
1
2
Rн
Eн
1/
2/
Рисунок 2
Чтобы обеспечить равномерную передачу энергии от источника Еu к
нагрузке в широкой полосе частот, необходимо согласовать источник с
линией передачи и линию передачи с нагрузкой.
Эти условия заключаються в выполнении равенства Ru=ρ, ρ= Ru
где ρ-характеристическое волновое сопротивление. Если на входе линии с
корпусом соединен провод 2, то соединив с корпусом выход провода 2 /,
получим обычную линию передач, в которой полярность входного и
выходного сигналов одинакова (рис 3.).
Rн
2
1
Rн
Eн
1/
2/
Рисунок 3
Подключив к корпусу выход 1/ , получим линию поворачивающую
фазу выходного сигнала на 1800 (рис 4.).
Rн
2
1
Rн
Eн
1/
2/
Рисунок 4
Импульсные трансформаторы
В отличие от обычного трансформатора, в импульсном трансформаторе
колебание е(t) передаваемое от источника в нагрузку, являеться
однополярными импульсами, в результате чего магнитопровод такого
трансформатора работает с постоянным подмагничиванием.
Рабочая точка перемещаеться не по симметричной ПГ, а по частной
(рис 1.).
B
а
b
H
Рисунок 1
При передаче колебаний е(t) в виде прямоугольных импульсов (рис.
2б.), во вторичной обмотке получаем импульсы напряжения с
отрицательными выбросами, которые возникают из-за рассеивания энергии,
накопленной в магнитопроводе во время действия импульса е(t) (рис 2в.).
i2
e(t)
t
б
t
в
t
г
t
д
i1
U2
e(t)
U2
R
B
i1
а)
б)
Рисунок 2
После
окончания
действия
импульса,
цепь
первичной
обмотки
оказываеться разомкнутой, ток намагничивания проходит по вторичной
обмотке, из-за чего и создаеться послеимпульс.
Магнитная индукция В(t) линейно нарастает на интервале 0-
и спадает со скоростью, определяемой индуктивностью L0 и Rн после
окончания импульса.
Ток i1 имеет трапециидальную форму, так как содержит в себе не
только ток, трансформируемый в нагрузку, но и ток намагничивания
магнитопровода (рис. 2д).
Для определения стационарной метки частного цикла перемагничивания, будем щитать что к
началу процесса магнитопровод размагничен, тоесть рабочая точка находиться в начале координат (рис.3).
B
Bmi
Bri 
Br2 
Br1 
e(t)
Bm2
Bm2
Br1
Hm1
H
Hm2
H
а)
б)
Рисунок 3
t
в
t
г
Hmi
Hm3
Hm1 Hm2
б
Bmi
B
Bm1
t
При появлении первого импульса рабочая точка смещается по кривой
первоначального намагничивания и к концу импульса достигает положения,
соответствующего индукции Вm1, причем

U 
1
Bm1 
U (t )dt  m . (1.1)

1 S 0
1 S
Второй импульс вызывает перемещение рабочей точки вверх до
индукции Bm2(Bm2- Br1)= Bm1 .
При дальнейшем перемагничивании каждый из импульсов смещает
рабочую точку вверх на Bm1. Установившемуся циклу соответствует частная
петля гистерезиса, у которой :
Bmi - Bri= Bm1.
Напряженность имеет вид треугольных импульсов с нарастающей
амплитудой Hmi.
Средняя за время действия импульса магнитная проницаемость
 ср 
B mi - B ri
B
 m1
H m
H mi
- определяет индуктивность намагничивания
трансформатора L0.
Для магнитопроводов ИТ выгодно иметь малое значение Br и большое
Bm.
В качестве магнитопроводов ИT используют тонкие ленты
трансформаторных сталей и пермалоев, а также ферриты с непрямоугольной
ПГ.
Полная эквивалентная схема трансформаторной цепи, обеспечивающая
передачу импульса от источников (Eu,Ru,Cu) к нагрузке (Rh/,Ch/) (рис.4).
Ls
Ru
r/2
Lo
Cu
Eu
C/o
C/н
U2
R/н
Рисунок 4
Из-за конечного значения постоянной времени цепи в области низких частот .
/
L0
Ru  Rн
U 
, где Rэкв 
/ ,
Rэкв
Ru  Rн
вершина импульса скалывается и за импульсом следует выброс противоположной полярности.
U`2
U`2(t)
t
tф
τ
Для того, чтобы искажения были
незначительными, ИT должен
иметь
большую индуктивность L0, минимальную
емкость С0 и индуктивность рассеивания LS.
Желательно также уменьшить потери в
сердечнике от вихревых токов, возникающих
при быстрых изменениях магнитного потока Н.
Изготовление ИT из ферритов дает возможность иметь значительную
индуктивность обмотки при небольшом числе витков, что в свою очередь
уменьшает паразитные межвитковые емкости и
Рисунок 5
индуктивность рассеивания.
Лекция 10
Потери энергии и нагрев трансформатора
Преобразование электрической энергии в трансформаторе сопровождается потерями на нагреве и в
обмотках.
Уравнение баланса активных мощностей при этом имеет вид
P1  U1  I1  cos 1  P2  pэ1  рс  рэ 2
(1.1)
Здесь Р1 –активная мощность первичной обмотки;
Р2 –активная мощность, переданная со вторичной обмотки в нагрузку;
Рэ1 –мощность потерь в первичной обмотке;
Рс –мощность потерь в сердечнике на гистерезисе и вихревые токи;
Рэ2 –мощность потерь во вторичной обмотке.
Передача энергии из первичной обмотки во вторичную происходит посредством переменного
магнитного поля в сердечнике. Интенсивностью передачи характеризуется электромагнитной мощностью.
Pэм  Е1  I1  cos 1
(1.2)
Уравнению баланса мощности соответствует диаграмма, изображенная на
рис. 1.
Рассматривая обмотки и сердечник как единое тело с общей поверхностью,
можно составить уравнение теплового баланса:
Pc  Pэ  N  K т  
(1.3)
где Рс и Рэ –мощности потерь в сердечниках и обмотках;
N –общая поверхность охлаждения;
Kт –коэффициент теплоотдачи;
τ –температура перегрева относительно окружающей среды.
Конструкция
трансформатора
охлаждение всех его частей.
должна
обеспечивать
достаточное
Для мощных трансформаторов естественное охлаждение становится
недостаточным и сердечник с обмотками погружают в бак, заполненный
трансформаторным маслом.
Коэффициент полезного действия трансформатора (КПД).
К.п.д. трансформатора (η) определяется при активной нагрузке формулой:

p  pэ
P2 P1  pc  p э

 1 c
P1
P1
P1
(1.4)
К.п.д. трансформатора очень высок (0,95÷0,995).
Определение величины η рекомендуется проводить расчетным путем, пользуясь паспортными данными
трансформатора, т.е. по данным опытов холостого хода и короткого замыкания.
Рассмотрим каждую из составляющих мощности
P1  P2  pc  p э
Потери в стали при нагрузке равны потерям х.х.
P  Px  const
Потери в обмотках Рэ можно определить по мощности короткого
замыкания Рк
I12
2
2
При любой нагрузке Pэ  rк  I  2 rк  I1н    Pк
I1н
2
1
Активная мощность нагрузки P2  U 2  I 2  cos  2 н    S н  cos 2н
Подставляя полученные соотношения в исходную формулу (1.4) получим
 2  Pк  Px
  1 2
  S н  cos  2 н   2 Pк  Px
(1.5)
Уравнение (1.5) определяет зависимость к.п.д. трансформатора от
коэффициента загрузки β (рис. 2).
Функция η(β) имеет максимум при

Px
Pк
.
Трансформаторы малой мощности, которые работают на постоянную нагрузку, рассчитывают так, чтобы
Рк=Рх и βmax=1. Их к.п.д. равен 0,7÷0,9 в зависимости от номинальной мощности.
Силовые трансформаторы имеют переменную нагрузку, которая составляет 0,5÷0,7 Р2н, поэтому их
рассчитывают из условия βmax=0,7 и отношение Рх/Рк –имеет порядок 0,5. К.п.д. этих трансформаторов
велик, достигает 0,9995, при больших мощностях (соsφ2н=1).
Связь габаритных размеров и эксплутационных характеристик силового трансформатора с его
номинальной мощностью.
Номинальная мощность трансформатора равна произведению напряжения
и тока, на которые рассчитана первичная обмотка
S н  U1н  I 1н
(1.6)
Трансформаторы проектируют так, что э.д.с. Е, первичной обмотки лиш на
несколько процентов отличается от напряжения U1н (величина ΔU1 обычно не
превышает 10%)
Поэтому можно принять, что
S н  Е1  I 1н
(1.7)
Величина U1н≈Е1 при заданной индукции Вm
E1 
1
  1  К с  Sc  Bm ,
2
(1.8)
где Кс –коэффициент заполнения сердечника сталью Кс≈0,95;
Вm=1,4÷1,7т –амплитуда магнитной индукции;
1
–количество витков первичной обмотки;
  2  f
–частота;
Sc –активная площадь сечения сердечника.
Выразим ток первичной обмотки через геометрические размеры и
плотности тока j в проводах
I 1н  j g пр ,
где gпр –площадь сечения провода.
Ее можно связать с площадью окна сердечника So. Помимо меди, в окне
должно быть остальное место для изоляции провода, межслоевой и
межобмоточной изоляции, а также для каркаса обмоток. Таким образом
где Ко –коэффициент заполнения окна сердечника, (Ко=0,2÷0,3).
Подставляя (1.10) в выражение (1.9) получим
Подставляя значения U1н и I1н из уравнений (1.8) и (1.11) в уравнение (1.7),
получим.
Уравнение
(1.12)
определяет
связь
габаритных
размеров
трансформатора с его номинальной мощностью.
Автотрансформаторы
Автотрансформаторы отличаются от трансформаторов тем, что его
обмотки низшего напряжения являются частью обмотки высшего
напряжения. Поэтому цепи первичной и вторичной обмоток имеют не только
магнитную но и электрическую связь (рис.1).
A
w1
I2
a
V1
E2
I1,2 w2
Zn
U2
x
Рисунок 1
Для
автотрансформатора справедливо соотношение:
U1
E
w
 1  1
U 2 x E 2 w2
при включонном напряжении во второй цепи возникает ток I2. Магнитный
поток сердечника Фм также как и в трансформаторе сохраняеться
неизменным, и равен потоку x.x. Следовательно:



w1  I 1x  ( w1  w2 ) I 1  I 1, 2  w2 , где

I 1 - ток первичной обмотки проходящий по
части витков (w1-w2) автотрансформатора.

I 1, 2 - ток, проходящий по части витков w2 обмотки, общих для обеих
ветвей (а-х) участок. Намагничивающие силы 2-х частей обмотки (а-х) и (А
а) уравновешивают друг друга, так как намагничивающая сила x.x  w1 I 1x


мала, по сравнению с н.с. ( w1  w2 ) I 1 и w2 I 1, 2 .
Поэтому для модулей намагничивающих сил можно принять, что


w

w2 I 1, 2  ( w1  w2 ) I 1 , отсюда I 1, 2   1  1  I 1
 w2

Подводимая к автотрансформатору мощность S1=U1I1E1I1 – передается во вторичную обмотку по
двум каналам: электромагнитным путем, т.е. при помощи магнитного поля связывающего две части
обмотки (а-х) и (А-а).
 w 
S эм  S Aa  S a  x  1  2  E1 I1 ,
w1 

(1)
 w 
S Aa  ( E1  E2 ) I1  1  2  E1 I1 ,
 w1 


S a  x  E2 I 1, 2 
w2
w1
 w1
 
 w  

 1 E1 I 1  1  2  E1 I 1 .
 w2

 w1 
И непосредственно за счет прямой электросвязи между первой и второй цепями.
У обычных двух обмоточных трансформаторах рабочий магнитный
поток передает полную электромагнитную мощность из первичной обмотки
во вторичную.
S эм тр  E1 I1  E2 I 2 .
(2)
Из сравнения выражений (1) и (2) видно, что при прочих равных

w 

1
условиях сечение сердечника автотрансформатора может быть в 1  2  раз
w

меньше сечения сердечника трансформатора.
Автотрансформаторы применяются в качестве аппаратов понижающих
напряжения на зажимах мощных синхронных и асинхронных двигателей при
их пуске. В электротермии для ступенчатого регулирования напряжения на
нагревательных элементах печей. В лабораториях (ЛАТР)-мощность 0,5; 1,0;
2; 5; 7,5 кВт.
Параллельная работа трансформаторов
При увеличении мощности потребления, обычно устанавливают
дополнительный трансформатор и включают его параллельно с ранее
работающим (рис. 1). При спаде нагрузки целесообразно отключить
некоторые трансформаторы с тем, чтобы оставшиеся были загружены до
номинальной мощности, что улучшает КПД установки.
Iтр
U1
Тр2
U1
A
x/
A/
x
E|
U2
U2
Zn
Sa
Zn
a)
I2
I1
б)
U2
в)
E||
Относительно нагрузки трансформаторы можно рассматривать как
активные двухполюсники с входным сопротивлением Zk1 Zk2
(сопротивление короткого замыкания ). Нормальная
работа


трансформаторов возможна лиш при условии, что E|  E|| . В противном
случае, даже без нагрузки , по обмоткам трансформаторов будет протекать

уравнивающий ток I ур ограничиваемый только сопротивлением короткого
замыкания Zk1 и Zk2 .


I ур 
E1  E||
Z k1  Z k ||
.
Для выполнения условий Е|=Е|| - трансформаторы должны иметь
одинаковые коэффициенты трансформации. Токи в ветвях источника ЭДС


1
I |  (E1  U 2 )
;
Z k1
При выполнении условия



I ||  ( E ||  U 2 )

E |  E ||
1
.
Z k ||
получаем пропорцию
Практически допускается различие между
короткого замыкания, не более чем в 1,1 раза.
модулями
I|
I ||

Z k|
Z k ||
.
напряжений
2 Измерительные трансформаторы
Применяются для расширения пределов измерения измерительных приборов переменного тока. Они
позволяют полностью изолировать эти приборы от цепи высокого напряжения, в которой производиться
измерение.
Лекция 11
Электрические машины специального назначения
Электрические машины применяются не только как двигатели и генераторы. Они используются также
в качестве разнообразных электрических преобразователей, регуляторов напряжения и фазовращающих
устройств.
Широкое распространение электрические машины получили в системах синхронной связи. Под этой
системой понимают систему электромагнитных устройств, обеспечивающих одновременное согласованное
вращение или поворот на заданный угол нескольких механически не соединенных между собой валов
механизмов или осей приборов.
Различают два вида систем синхронной связи: систему синхронного вращения (электрический вал) и
систему синхронного поворота (дистанционная передача угловых перемещений).
В первом случае используют асинхронные двигатели с контактными пальцами.
Система дистанционной передачи угловых перемещений состоит из трех основных частей: задающего
устройства-датчика, одного или нескольких приемников и соединяющей их линии связи.
Датчик преобразует неэлектрическую величину – угловое перемещение ведущего вала – в
электрическую величину – напряжение или ток.
Приемники либо преобразуют электрический сигнал датчика в угловое перемещение ведомого вала,
либо вырабатывают электрический сигнал, соответствующий углу поворота ведущего вала.
Для этого служат специальные электрические машины переменного тока, называемые сельсинами.
Устройство и принцип действия сельсинов.
Сельсины снабжены двумя обмотками. Одна из них предназначена для возбуждения неподвижного
магнитного поля с синусоидальным потоком, в другой (рабочей) обмотке индуктируется э.д.с. Рабочая
обмотка обычно расположена на роторе, а обмотка возбуждения - на статоре сельсина. Возможно и иное
расположение. Обмотки сельсинов могут быть одно-, двух- и трехфазными.
Некоторые сельсины снабжают контактными кольцами на роторе и неподвижными щетками.
Широкое распространение имеют также бесконтактные сельсины.
Рассмотрим двухполюсные сельсины с однофазной обмоткой на статоре и трехфазной обмотке на
роторе (рис.1). В этом случае машина имеет три контактных кольца.
Рис. 1
Трехфазную обмотку сельсинов принято называть обмоткой синхронизации. Ее фазы соединены
“звездой”. Если однофазную обмотку сельсина включить в сеть, то переменный ток в ней возбудит в
магнитопроводе машины неподвижное переменное поле с синусоидальным потоком.
В фазах обмотки синхронизации при этом наведутся переменные э.д.с. Амплитуда э.д.с. каждой фазы
будет зависеть от расположения оси этой фазы по отношению к оси обмотки возбуждения (кривая 1 рис. 2).
При повороте ротора сельсина на угол  2  90 амплитуда э.д.с. в рассматриваемой фазе
уменьшается пропорционально косинусу угла
 2 , но сдвига во времени при этом не происходит (кривая 2).
Рис. 2
Если ось первой фазы расположить перпендикулярно к оси возбуждения ( 
фазе наводиться не будет. При повороте ротора на угол
 3  90
 90 ), то э.д.с. в первой
амплитуда э.д.с. начнет изменяться по
E0m cos  , однако она будет находиться в противофазе относительно э.д.с. при  2  90
(кривая 3). Поскольку оси фаз обмотки синхронизации смещены в пространстве на угол 120 , амплитуды
тому же закону
этих фаз будут изменяться в зависимости от угла
E0m cos  ;
- вторая фаза: E0 m cos(  120);
- третья фаза: E0 m cos(  240) .
.
- первая фаза:
В системах дистанционной передачи угловых перемещений сельсины приемники могут работать в
двух основных режимах – индикаторном и трансформаторном.
Индикаторный режим работы сельсинов.
Принципиальная схема индикаторного режима изображена на рис. 3. однофазные обмотки СД и СП
включены в сеть переменного тока. Обмотки синхронизации включены встречно: каждая фаза СД соединена
проводами линии связи с соответствующей фазой сельсин приемника.
Рис. 3.
Если фазы обмоток синхронизации расположены одинаково по отношению к обмоткам возбуждения,
то э.д.с. в каждой из них равны по величине, но направлены встречно. При таком согласовании роторов
сельсинов токи в линии связи не возникают.
Если ротор с СД повернуть на угол  g , то э.д.с. в фазах его обмотки синхронизации не будет равны
э.д.с. соответствующих фаз СП, и в линии связи возникают токи. В результате взаимодействия токов в фазах
обмоток синхронизации с потоками возбуждения на роторы сельсинов будут действовать вращающие
моменты:
Ротор сельсина приемника (СП) повернется на такой же угол как и ротор СД, и токи в линии связи
исчезнут.
Конечная разность углов поворота роторов датчика и приемника называеться углом рассогласования
   Ä   Ï . Угол рассогласования характеризует точность действия индикаторной системы
дистанционной передачи угловых перемещений.
Трансформаторный режим работы сельсинов.
Трансформаторный режим работы сельсинов получил широкое распространение в системах
телеизмерения и телеуправления, в автоматических системах и в вычислительных устройствах.
Принципиальная схема включения обмоток сельсина, работающего в трансформаторном режиме,
изображена на рис. 4.
В отличии от индикаторного режима здесь однофазная обмотка СП служит выходной, или сигнальной
обмоткой, а трехфазная – обмоткой возбуждения.
Рис. 4.
Если ротор сельсина-приемника затормозить в каком-то положении, а однофазную обмотку сельсинадатчика включить в сеть, то под действием э.д.с., наводимых в обмотке ротора приемника установятся
переменные токи различной величины. Эти три различных по величине тока возбуждают в магнитной цепи
сельсина-приемника неподвижное магнитное поле с синусоидальным потоком.
Действующее значение напряжения на сигнальной обмотке приемника изменяться в зависимости от
угла поворота ротора датчика по гармоническому закону.
Таким образом, о повороте ротора датчика на угол  Ä можно судить по величине напряжения на
сигнальной обмотке заторможенного сельсина-приемника:
U âûõ  U 0 sin  Ä .
Поскольку ротор сельсина-приемника в данном режиме не может повернуться за счет влияния
сигнала сельсина-датчика, поворот ведомого вала в этом случае осуществляет не СП, а исполнительный
двигатель (ИД). СП является источником сигналов, управляющих работой двигателя. Таким образом, вал
ИД будет вращаться синхронно с валом датчика при отсутствии механической связи между ними.
Поворотные трансформаторы.
Поворотные трансформаторы (ПТ) представляют собой миниатюрные электрические машины
переменного тока, поворот ротора которых сопровождается плавным изменением амплитуды выходного
напряжения и его фазы по отношению к входному напряжению.
ПТ применяют в различных системах автоматики и в счетно-решающих устройствах. Конструктивная
схема поворотного трансформатора аналогична схеме асинхронной машины с контактными кольцами.
В зависимости от способа соединения фаз обмотки на статоре и роторе, различают синуснокосинусный поворотный трансформатор (СКПТ) и линейный поворотный трансформатор (ЛПТ).
Лекция 12
БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРЫ
Блокинг-генераторы
последовательности
(БГ)
используются
кратковременных
для
импульсов
получения
с
большой
скважностью, близких по форме к прямоугольной (рис.1а).
-Er
Rk
Тр
tn
Rб
VD
w
w
k
н
.
.+
V
е
T
б.
Rн
t
T
С
-
а)
б)
Рисунок 1
Он является однокаскадным генератором, в котором сильная
положительная обратная связь обеспечивается с помощью трансформатора.
Последнее означает , что при увеличении коллекторного тока ik в базовой
обмотке wб индуцируется ЭДС с такой полярностью, которая приводит к
дальнейшему увеличению тока ik . при уменьшении тока ik в базовой обмотке
wб возникает ЭДС обратной полярности, что ведет к дальнейшему
уменьшению тока ik.
За счет сильной обратной связи нарастание и уменьшение тока в цепях
транзистора происходит лавинообразно, так, что и импульсы на выходе
схемы имеют крутые фронты (рис.1б).
Выходное напряжение снимается с нагрузочной обмотки wн
трансформатора или через разделительный конденсатор с коллектора
транзистора.
ЭДС обмоток пропорционально скорости изменения потока:
e
d
.
dt
Для того чтобы обеспечить линейное нарастание фронта импульса
e  t (т.е. нарастание ЭДС с постоянной скоростью), поток Ф должен
изменяться пропорционально квадрату времени Ф  t , т.е. нарастать с
возрастающей скоростью.
Ток в питающей обмотке оказывает намагничивающее действие, а токи
в других обмотках – размагничивание
2
ik  wk  iб  wб  iн  wн .
Разделив обе части этого равенства на wk получим:
ik  iб  nб  iн  nн ,где nб 
wб
w
; nн  н - коэффициент трансформации.
wk
wk
БГ- могут работать в различных режимах :
-автоколебательном;
-ждущем;
-в режиме синхронизации и деления частоты.
БГ в ждущем режиме
Rk
C
Rб
wб
Er
R1
wн
Uвых
.
Cp
R2
C1
В исходном состоянии БГзаперт (рис.2). С приходом
запускного импульса, он
формирует один импульс и снова
запираеться до прихода
следующего импульса. Этой цели
служет делитель R1-R2.
Конденсатор С1 исключает
отрицательную обратную связь,
которая моглабы быть за щет
резистора R2.
Рисунок 2
БГ- в режиме синхронизации и деления частоты
В автоколебательном режиме БГ свойственна относительно низкая стабильность частоты. В целях
ее повышения БГ синхронизируют импульсами с большой стабильностью периода.
При работе БГ в режиме синхронизации базовую цепь трансформатора
через конденсатор С1 подают входящие импульсы напряжения
отрицательной полярности (рис.3).
t
Uвх.
0
Твх
t
Uвых.
0
t
Uбэ.
0
Рисунок 3
Синхронизирующие импульсы осуществляют отпирание трансформатора раньше момента
естественного спадания до «0» напряжения на его базе, в результате чего частота импульсов БГ равна
частоте следования импульсов синхронизации.
Если период собственных колебаний много больше периода
повторения синхронизирующих импульсов : T>Tвх. то БГ работает в режиме
деления частоты (рис.4), при котором Tвых=n Tвх .
t
Uвх
Tвых
Uвых
t
t
Рисунок 4
Двухтактный БГ (мультивибратор Ройера)
БГ с насыщающимся трансформатором находят наибольшее
применение в двухтактном режиме работы. Двухтактный БГ является
автогенератором переменного напряжения прямоугольной формы. Его
трансформатор (рис.5) выполняется из материала, обладающего
прямоугольной петлей намагничивания, и служит общим элементом двух
однотактных схем. К материалам с близкой у прямоугольной петлей
намагничивания относятся пермаллои, электротехническая сталь и
некоторые марки ферритов.
Rн
wн
+
(-)
wб1 (+)
(-) wr1
Rн
+
(-) wr2 (+)
(+)
wб2 (+)
R
-E
VT1
(-)
VT2
Рисунок 5
iá 
Åï
E
; Uá2  ï ;
ï á  Rá
ïá
iï 
iá ií
w
w
  j , ãäå ï á  R ; ï í  ï
ïá ïí
wá
wí
Двухтактный БГ работает в режиме поочередного отпирания двух
транзисторов. Открытое состояние одного транзистора и закрытое состояние
другого задается цепями обратной связи, создаваемыми с помощью базовых
обмоток трансформатора wб1, wб2. Переключение транзисторов происходит
когда индукция в сердечнике трансформатора достигает индукции
насыщения +Bs или –Bs. (рис 6).
Расчет частоты в герцах выходного напряжения генератора производят
по формуле:
f 
1
1
E


, где
T 2t м 4 Bs  S  wп
2 Bs  S  wп
 длительность импульса.
E
Bs  индукция насыщения,
wп  количество витков коллекторной обмотки ,
tм 
S  сечение сердечника.
Двухтактные БГ находят применение для преобразования энергии
источников постоянного тока в переменный ток или в постоянный ток
другого напряжения для питания нагрузки небольшой мощности (десятки и
сотни ватт).
tu2
Ik
1
t
0
Ik
2
tu1
t
0
0
Ukе
t
2Ek
+Вs
t
0
-Вs
Uн
0
Ek/nн
t
Рисунок 6
f 
2 Bs S  wk
1
1
E


,где t u 
- длительность импульса.
T 2t u 4 Bs S  wk
E
Феррит-диодные ячейки
На обмотку W2' сердечника І (рис.1) периодически подаются импульсы тока, которые переводят
сердечник в состояние, соответствующее Br, осуществляют запись нуля («0»). Входные импульсы,
поступающие на обмотку W1', создают такую напряженность поля, что переводят этот сердечник в
состояние «1». Приходящий вслед за этим импульс на обмотку W 2' переключает сердечник І в состояние «0»
и т.д.
При каждом переключении тороида в выходной обмотке W3' создается импульс э.д.с. При переходе
сердечника из состояния «0» в состояние «1» эта э.д.с. имеет такую полярность, что диод D1 не пропускает
импульс тока через цепь связи на вход тороида ІІ. Наоборот, при переходе сердечника І из состояния «1» в
состояние «0» диод D1 отпирается и импульс тока поступает на обмотку W1'', записывается 1 в сердечник ІІ,
если перед этим он находился в состоянии «0». Аналогичным образом осуществляется продвижение 1 от
сердечника ІІ к сердечнику ІІІ.
D1
В
х
о
д
W'1
I
W'2
W'3
D1
D2 W''1
R
II
W''3
D1
D2 W'''1
R
W''2
III
W'''3
W'''2
D2 W''''1
R
IV
W''''2
Рисунок 1 – Сдвигающий регистр
Таким образом, информация, соответствующая 1 и записанная входным импульсом в сердечник І,
перезаписывается в сердечник ІІ, т.е. происходит сдвиг информации. Поэтому схему рис.1 называют
сдвигающим регистром, а импульсы в обмотках W2 – сдвигающими импульсами.
Когда сердечник ІІ переключается в состояние «1», нарастающий магнитный поток наводит в обмотке
W1'' э.д.с., которая препятствует прохождению импульса через диод D1 и обмотку (полярность э.д.с. указана
на рис.1). При переходе сердечника ІІ в состояние «0», в обмотке W1'' индуцируется э.д.с. противоположной
полярности, для которой диод D1 оказывается открытым, поэтому в сердечник ІІ подается 1. Для того, чтобы
исключить обратный поток информации, в цепь связи включается диод D2, который вместе с резистором R
шунтирует обмотку W1'', обеспечивая передачу информации только в одном направлении.
Если на обмотку W1' входные импульсы не поступают, то магнитное состояние сердечника изменяется
только под действием тактовых импульсов, с приходом которых индукция изменяется с -Br до -Bm и обратно
после окончания каждого импульса. Магнитный поток при поступлении тактового импульса имеет такой же
знак, как и при перемагничивании сердечника из 1 в 0, но меньшую величину.
Поэтому в обмотке W3' индуцируется э.д.с., за счет которой через диод D1 на второй сердечник
поступает импульс (помеха). Величина его недостаточна для переключения сердечника в состояние «1», но
он изменяет индукцию от -Br до некоторого значения а (рис.2).
W''''3
В
ы
х
о
д
Bm
Br
H
-Bm
Bб б
-Br
а
Рисунок 2 – Петля гистерезиса ферритового сердечника
После окончания действия помехи, магнитная индукция в сердечнике ІІ уменьшается до кривой аб и
принимает значение Bб (точка б). Под влиянием тактового импульса, действующего в обмотке W2'' индукция
в сердечнике ІІ изменяется от Bб до -Br, то есть больше, чем в сердечнике І, и в обмотке W3'' индуцируется
помеха, которая больше, чем в обмотке W3'. Таким образом, по мере продвижения помехи вдоль регистра,
происходит нарастание ее э.д.с. В результате один из сердечников окажется перемагниченным, т.е. в него
будет записана 1, несмотря на то, что на вход первого сердечника она не поступила. Эта 1, являющаяся
результатом суммирования помех, будет продвигаться тактовыми импульсами дальше по регистру.
Во избежание появления на выходе регистра ложной информации, гистерезисная петля материала
тороида должна быть достаточно прямоугольной. В этом случае разница между -Br и
-Bm будет мала и
э.д.с. помехи не сможет перемагнитить сердечник.
На практике применяются регистры, в которых помеха, индуктируемая в обмотке тороида,
компенсируется помехой, индуктируемой во встречно включенной обмотке дополнительного тора.
Феррит-транзисторные ячейки
Одним из недостатков феррит-диодных ячеек является необходимость иметь мощный источник
тактовых импульсов, энергия которого обеспечивает перемагничивание торов. Для уменьшения мощности
источника импульсов в цепь связи, между торами, включают транзисторы.
В этом случае энергия на перемагничивание сердечника берется в основном от источника питания
транзистора и мощность источника тактовых импульсов может быть существенно снижена (рис.3).
VT1
W'1
I
W'2
W'3
VT2
W''1
IІ
W''3
W''2
+
Ek
Рисунок 3 – Феррит-транзисторная ячейка
Тактовые импульсы, поступающие в обмотки W2, устанавливают сердечники в состояние «0». Если
входной импульс, действующий на обмотку W 1', записывает в первом торе 1, то тактовый импульс
переключает его в положение «0», и в обмотке W 3' индуцируется э.д.с. Полярность этой э.д.с. такова, что
эмиттерный переход транзистора VT1 отпирается, и по коллекторной цепи проходит ток, ограничиваемый
резистором Rk'. Протекая через обмотку W1' второго сердечника, ток переключает его в состояние
соответствующее «1». Э.д.с., наводимая при этом в обмотке W3', имеет такую полярность, что запирает
эмиттерный переход транзистора VT2.
Только тактовый импульс, поступающий на обмотку W2'' и переключающий второй сердечник в
состояние «0», вызывает появление в обмотке W3'' э.д.с., такого направления, что транзистор VT2 отпирается
и 1 записывается в следующий сердечник.
Схема, изображенная на рис.4 отличается от описанной тем, что в цепь коллектора каждого триода
включена обмотка обратной связи W4. Следующий, после записывающего 1 в первый тор, небольшой
тактовый импульс не в состоянии полностью перемагнитить сердечник. При этом в обмотке W3' возникает
э.д.с., приоткрывающая транзистор VT1. Коллекторный ток транзистора, переходя по обмотке W4, действует
так же, как и тактовый импульс, э.д.с. в обмотке W3' возрастает, это вызывает рост коллекторного тока и т.д.
За счет сильной положительной обратной связи, процесс нарастания тока и изменения индукции в
сердечнике происходит лавинообразно, и сердечник переключается в состояние «0», а 1 записывается во
втором сердечнике.
Благодаря наличию положительной обратной связи схема, приведенная на рис.4, потребляет меньшую
мощность от источника тактовых импульсов, чем схема, изображенная на рис.3.
W'4
W'1
I
W''4
VT
W'3
W'2
W''1
IІ
W''3
W''2
+
Ek
-
Рисунок 4 – Феррит-транзисторные ячейки с положительной обратной связью
Феррит-транзисторные схемы позволяют снизить требования к коэффициенту прямоугольности петли
гистерезиса, но они уступают феррит-диодным по быстродействию.
Применение ферритовых ячеек
Все, рассмотренные выше, ячейки выполняю одинаковые функции и являются переключающими
элементами. На рис.5 изображена схема циркуляционной линии. Отличается она от схемы рис.1 тем, что
выход регистра связан с его входом.
Выход1
Выход2
Выход3
D1
Выход4
D1
D1
D1
W'1
Запись
"1"
I
W'3
II
D2 W''1
R
W'2
W''3
D2 W'''1
R
W''2
III
W'''3
D2 W''''1
R
W'''2
IV
W''''3
W''''2
Рисунок 5 – Схема циркуляционной линии
Если в первый сердечник записать 1, то тактовыми импульсами, поступающими в обмотки W2, она
будет последовательно перезаписываться в сердечники II, III, IV и т.д. Сердечник, освобожденный от
хранения единицы, переключится в состояние «0» и в его выходной обмотке W4 будет индуктироваться
э.д.с. определенной полярности. После того как единица запишется в последний сердечник, тактовый
импульс вернет его в состояние «0» и через цепь связи на обмотку W1' поступит импульс тока,
переключающий первый сердечник в состояние «1».
Таким образом, единица, записанная однажды в первый сердечник, непрерывно циркулирует по линии.
При этом в обмотках W4 последовательно индуцируются импульсы, которые могут использоваться для
переключения каналов многоканального устройства, т.е. циркуляционная линия может выполнять функции
кольцевого коммутатора.
На рис.6 изображена схема триггера на феррит-транзисторной ячейке. По принципу действия он
аналогичен схеме рис.4 и, также как и транзисторный триггер, может находиться в одном из двух
устойчивых состояний. Из одного устойчивого состояния этот триггер выводится тактовым импульсом, а из
другого – входным импульсом в обмотке W1. Выходные импульсы снимают с резистора Rk.
W4
W1
I
VT
W3
Rk
Uвых
+ Ek
W2
Рисунок 6 – Схема триггера на феррит-транзисторной ячейке
Состояние, в котором находиться триггер (магнитный сердечник), можно определить только по
полярности э.д.с., наводимой в обмотке изменяющимся потоком, т.е. при переключении.
Феррит-транзисторные ячейки могут использоваться как линии задержки, на выходе которой единица,
записанная в первый сердечник, появиться спустя некоторое время, пропорционально числу сердечников и
периоду тактовых импульсов. На таких ячейках выполняются делители частоты, счетчики числа импульсов
и т.д. На магнитных сердечниках собираются логические схемы. Способность сердечника неограниченно
D2
R
долго хранить информацию и сообщать ее при поступлении тактового (считывающего) импульса позволяет
выполнять на них запоминающие устройства – «память» ЭВМ.
Лекция 13
Направление вращения якоря двигателя постоянного тока
Для изменения направления вращения якоря нужно изменить направление тока в обмотке
возбуждения или в обмотке якоря. При этом вращающийся момент начинает действовать в
противоположную сторону, в результате чего якорь изменит направление вращения.
Перемена местами обоих проводов питающей сети не сказываться на изменении
направления вращения якоря, так как вращающий момент будет действовать в прежнем направлении.
Я1
+
-
ОВ.
Rb
Д2
С1
Ш2
Ш1
С2
Ш2
Ш1
Л
Rg
я2
Д2
Д1
я1
r1
Рисунок 1
С2
С1
-
+
Для смешанного возбуждения
Проверка правильности маркировки зажимов двигателя может быть выполнена контрольной
лампой, которая включается последовательно с испытываемой цепью машины на напряжение постоянного
тока.
Добавочные полосы в двигателе обеспечивают не только хорошую коммутацию без
искрообразования на коллекторе, но и устраняют смещение физической нейтрале при изменении нагрузки
на валу.
Частота вращения якоря двигателя параллельного возбуждения при наличии Rдоб
n
U  I 1 rz  rд 
Ke Ф
,
где Ф – величина магнитного потока одного главного полюса.
Скоростные характеристики
(рисунок 2)
И
n0  n н
Rg=0
Rg`>Rg
Rg``>Rg`
Uo
0
Uн
U н  I н  rя
(n=f(Iя))
-
имеют
вид
частота
вращения магнитного поля
Рисунок
2
Регулирование
частоты вращения якоря осуществимо введением
дополнительного резистора Rдоб в цепь якоря, однако при
продолжительном режиме работы, оно не экономично изза больших потерь в этом же резисторе. Лучше регулировать частоту вращения якоря изменением
величины напряжения U на его зажимах, или изменением величины магнитного потока машины (рис.3).
Iян
Iя
Мощность Р1 потребляется двигателем из сети.
n
Р1=U(Iв+Iя)
Uн
P2 
0
M н  nн
;
9550
M  9550
P2
n
;

P2
P1
-к.п.д.
Umin
Uн
Рисунок 3
Двигатели постоянного тока с независимым возбуждением
В таких двигателях в следствии отдельного питания обмоток якоря и возбуждения, получается
возможность экономичного и широкого регулирования частоты вращения изменением напряжения на
зажимах якоря без реостатного пуска, а также изменением тока в обмотке возбуждения.
n
n(м)
n
1 U  I  rя

CE
Ф
M
Рисунок 3
Электродвигатели с последовательным и со смешанным
возбуждением
Применяются для запуска автомобиля (стартер), в некоторых крановых устройствах и на
электрическом транспорте.
Во всех этих установках допустимо значительное изменение частоты вращения с изменением
момента на валу (рисунок 4).
M  f ( Pz ) ; n  f ( Pz ) при U=const
M
Iя 
n
U E
rя  rд
M
При малых токах I (25-50%)Iн, Ф пропорционален току I.
Pz
100%
M  K M  I  Ф  K М/  I 2 , т.е. момент пропорционален квадрату тока.
При больших нагрузках на валу, ток I близок к номинальному Iн.
4
Частота вращения
n
1 U  I я rя  rд 
с увеличением напряжения резко падает. Такая

CE
Ф
характеристика называется мягкой.
о
В двигателях со смешанным возбудителем обе обмотки соединены так, чтобы их м.д.с. и потоки Ф и
Фш складывались, такое соединение называется согласным.
n
1 U  I я rя  rд 

.
CE
Ф  Фш
M  C м I я Ф  Фш  .
Такие двигатели также используются для маховиков (ножницы, пресса и др.)
Потери в двигателях и их к.п.д:
- потери в стали Рст- зависят от частоты перемагничивания
f 
Pn
и
60
магнитной индукции В, где Рn – число полюсов;
- потери механические Рмех (в подшипниках, щетках);
- электрические (в обмотках и щетках)
Pэл  I я2 rz  Pщ  I я2 rдк  I я2 rд  U в I в
- электрические,
Рщ=UщIя- потери в щетках.
- потери добавочные (реакция якоря, искажение магнитного потока).
К.п.д.
 дв 
Р2 UI  Рст  Рмех  Рд  Рдоб 

 100% и составляет 70-93%.
Р1
UI
При уменьшении момента нагрузки до нуля, двигатель с последовательным возбуждением может
«пойти в разнос».
Двигателю со смешанным возбудителем не угрожает «разнос». Параллельная обмотка обеспечивает
перевод двигателя электропоезда в режим рекуперативного торможения при движении поезда по инерции,
под уклон, энергия возвращается в сеть.
1 УНИВЕРСАЛЬНЫЙ КОЛЛЕКТОРНЫЙ ДВИГАТЕЛЬ
Универсальные двигатели рассчитаны для работы от постоянного и
переменного тока при частоте 50Гц, могут иметь скорость вращения больше
3000 оборотов в минуту.
Универсальные
двигателиэто
двухполюсные
двигатели
последовательного возбуждения с обмоткой возбуждения для постоянного
напряжения 120В. и для переменного 127В (рисунок 5).
В таком двигателе ток возбуждения и ток якоря – один и тот же: iв= iя
При одновременном изменении потока и тока направление момента не
изменяется, поэтому этот двигатель может работать и на переменном токе.
Однако условия его работы при этом значительно хуже, чем на
постоянном токе. В следствии индуктивности обмоток двигателя
уменьшается его коэффициент мощности и вращающий момент.
При изменении потока полюсов с частотой сети в коммутируемых
секциях якоря наводиться трансформаторная ЭДС Ет=4.44fwcФmax
способствующая искрению под щетками. Это существенный и не
устранимый полностью недостаток коллекторного двигателя переменного
тока. Стремятся уменьшить величину Ет , уменьшая число витков wc секции.

+
Рисунок 5

M
Благодаря возможности плавного регулирования, такие двигатели применяются как тяговые
двигатели на железных дорогах, имеющие частоту напряжения 50(25 и 16 Гц).
Трехфазные синхронные машины
В отличии от асинхронных машин скорость вращения ротора
синхронных машин равна скорости вращения поля статора и сохраняется
постоянно не зависимо от нагрузки.
Трехфазная обмотка статора, подключается к сети переменного поля, а
обмотка ротора к источнику постоянного тока, т.е. ротор представляет собой
вращающийся электромагнит (рис. 6).
1
3
2

-
+
Рисунок 6
По такому принципу построены синхронные генераторы и двигатели,
которые используються на транспорте, в летательных аппаратах, и т.д. В
качестве первичных двигателей используют паровые, гидравлические
турбины, дизели или газовые турбины.
Синхронный двигатель применяют в приводах большой мощности
(несколько детятков мегаватт). Они приводят в движение насосы,
компрессоры, вентиляторы и другие механизмы работающие с неизменной
скоростью.
Синхронный двигатель малой мощности используют в устройствах где
требуеться строгое постоянство скорости: электрочасы, самопишущие
приборы устройства программирования и т. д.
В синхронных двигателях основное магнитное поле создается
постоянным током обмотки ротора, поэтому они могут работать, не забирая
реактивную мощность из сети переменного тока.
Ток ротора синхронного двигателя обычно регулируют так, чтобы
переменный ток обмотки статора опережал по фазе напряжение на зажимах
машины. При этом синхронный двигатель улучшает коэффициент мощности.
На крупных подстанциях электрических систем устанавливают
синхронные машины, вращающиеся в холостую, и отдающие в сеть
реактивную
мощность.
Эти
машины
называют
синхронными
компенсаторами.
Синхронные двигатели малой мощности
Синхронные микродвигатели отличаются от обычных синхронных
двигателей тем, что их роторы не имеют обмоток возбуждения питаемых
постоянным током. При этом исключается два недостатка синхронных
машин- наличие скользящих контактов, и необходимость в источнике
постоянного
напряжения.
В
микродвигателе
электромагнитный
вращающий момент возникает в следствии специальной формы ротора
изготовленного
из
магнитотвердых
материалов,
обладающих
коэрциативной силой порядка нескольких сотен ампер на сантиметр.
Однофазный асинхронный двигатель
Kн
C2
SA1
I
M
Z
II
C1 B2
~U
B1
Однофазные асинхронные двигатели небольшой
мощности (рисунок 7) содержат две обмотки,
основную
рабочей фазы I – c выводами С1 и С2, и вспомогательную
обмотку пусковой фазы II, с выводами В1 и В2 . Оси
обмоток статора смещены в пространстве относительно
друг друга на угол Q=90 эл.град. Z выполняют выполняет
функцию
резистора, индуктивной катушки или
конденсатора. Оно обеспечивает вращение магнитного
поля. Подключение только одной рабочей фазы к сети
переменного тока, возбуждает только пульсирующие
магнитное поле, не способное вызвать вращение ротора.
При
подключении
питания
в
обмотках
устанавливаются токи сдвинутые по фазе на некоторый
угол .
Когда скорость приближается к постоянной,
пусковую кнопку Кн отпускают; и двигатель переходит с
двухфазного в однофазный режим работы.
Рисунок 7
Изменение направления вращения ротора двигателя достигается изменением направления тока в
одной из фаз статора при пуске.
Параметры двигателя:
cos  
P1
60 f
1  S  - коэффициент мощности и частота вращения
, n2 
P
UI
ротора;
P2 
P
Mn 2
,   2 - мощность на валу и к.п.д. двигателя;
P1
9550
S
P  n
- скольжение измеренное стробоскопическим методом.
f  t
Трехфазный синхронный двигатель
В отличии от асинхронного двигателя обмотка ротора имеет выводы U1 и U2, и питается
постоянным током от постоянного источника тока
(рисунок 8).
На роторе имеется еще короткозамкнутая обмотка, которая при работе двигателя с переменной
нагрузкой на валу, способствует быстрому затуханию колебаний скорости ротора
n
60 f
- частота вращения.
P
0 
2f
- угловая скорость.
P
Частота вращения ротора двигателя в пределах допустимой нагрузки и кратковременной перегрузки
всегда остается постоянной, равной частоте вращения магнитного поля статора. Поэтому синхронные
двигатели имеют абсолютно жесткую механическую характеристику n=f(M) .
A
+
U
B
Д
R
C
-
Рисунок 8
1 Пуск и регулировка частоты вращения асинхронных двигателей
Осуществляется за счет:
- более глубокие пазы
- переключение с треугольника на звезду на время пуска (напряжение
Uф понижается в
3 раз, а ток пуска в 3 раза);
2 Изменение направления вращения
Достигается:
- изменением порядка следования фаз.
- частота вращения ротора при х.х. мало чем отличается от частоты вращения магнитного поля
статора и скольжение при этом составляет доли процентов. При нагрузке скольжение увеличивается
и достигает при номинальной мощности Sн=(3-8%) за t – несколько десятков секунд. Определяют
n1  n 2 
60n
, а затем скольжение
t

n1  n2 1   2
;

n1
1
n2  n1 (1  S / ) , Mf(S )- определяется кривой (рис.9);
M
Mmax
Mn
Mн
Sн
Sk
Sn
Рисунок 9
- кратность пускового тока
i 
In
(4-7) и выше;
Iн
- пускового момента
M 
Mn
(0,8-2).
Mн
- ограничение пускового тока для двигателей средней и большой мощности, обеспечивается
снижением напряжения на его зажимах, если не требуется значительный пусковой момент.
Электродвигатель
величинами:
с короткозамкнутым
Р2н – мощность на валу;
Uн– линейное напряжение;
Iн– линейный ток;
\– тип соединения фаз;
fн - частота переменного тока;
n2n– частота вращения ротора;
cosн– коэффициент мощности;
 – к.п.д;
cos  н 
Р1
3UI
;

P2
.
P1
ротором характеризуется следующими номинальными
220В
SА1
VD
VD
SА2
+
+
C1
C2
R
R
A
B
+
C3
+
C4
C
M
Рисунок 10
Конденсаторы С1,С3 – пусковые , С2,С4 – рабочие.
Переключатели:
-SA1 –
изменение направления вращения;
-SA2 –
пуск.
Изменяя ступенчато емкости конденсаторов, измеряем токи в точках А, В, С добиваясь их равенства.
VD1,VD2 с Uобр=300-400В.
Iпр–зависит от мощности двигателя.
До 1 кВт – Д245,246,247
Iпр=10А
SA1
220В
С1
С2
Рисунок 11
M
Снижение мощности на валу Р2н в
3 раза.
Регулирование частоты вращения асинхронного двигателя:
- изменением частоты и напряжения питающей сети;
- изменением количества пар полюсов
4
В
С
А
3
2
5
rp
1
n1 
f1 60
.
P
Пуск асинхронного двигателя с фазным ротором (рисунок 12) осуществляется
за счет введение сопротивления rp в цепи ротора что позволяет уменьшить
А токВ ротораС и статора. По мере разбега ротора сопротивление r
пусковой
p
уменьшают до «0».
1-реостат,
3-щетки,
4-рубильник